申请/专利权人：大北欧听力公司

申请日：2018-08-24

公开（公告）日：2024-06-18

公开（公告）号：CN109428482B

主分类号：H02M3/07

分类号：H02M3/07

优先权：["20170824 EP 17187770.7"]

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.06.18#授权;2020.09.04#实质审查的生效;2019.03.05#公开

摘要：本发明涉及一种头戴式听力装置，该头戴式听力装置包括多输出开关电容器DC‑DC转换器。所述多输出开关电容器DC‑DC转换器包括开关矩阵，该开关矩阵包括多个可单独控制的半导体开关和连接在该开关矩阵的各组电路节点之间的多个快速电容器。控制器被连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子，以基于拓扑选择规则分别配置第一和第二转换器部分以形成第一和第二转换器拓扑。

主权项：1.一种头戴式听力装置，包括：多输出开关电容器DC-DC转换器，包括直流输入端，所述直流输入端用于接收电池供电电压并将其转换为第一直流输出电压和第二直流输出电压；所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：-包括多个可单独控制的半导体开关的开关矩阵，-连接在所述开关矩阵的各组电路节点之间的P个快速电容器；-连接到所述开关矩阵的所述多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子的控制器，以通过如下方式配置第一转换器部分和第二转换器部分：-通过选择第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成被配置成产生所述第一直流输出电压的第一转换器拓扑来配置第一转换器部分；并且-通过选择第二子组可单独控制的半导体开关和第二组P-N个快速电容器以形成被配置成产生所述第二直流输出电压的第二转换器拓扑来配置第二转换器部分；-所述控制器被配置为基于拓扑选择规则选择所述第一转换器拓扑和第二转换器拓扑；其中，P1；N为正整数，并且0＝N＝P；其中，第一子组可单独控制的半导体开关和第二子组可单独控制的半导体开关不重叠，并且第一组N个快速电容器和第二组P-N个快速电容器也不重叠，以避免第一直流输出电压和第二直流输出电压之间的交叉耦合或干扰。

全文数据：用于头戴式听力装置的可重新配置的开关电容器DC-DC转换器技术领域本发明涉及一种头戴式听力装置，该头戴式听力装置包括多输出开关电容器DC-DC转换器。所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括开关矩阵，该开关矩阵包括多个可单独控制的半导体开关和连接在该开关矩阵的各组电路节点之间的多个快速电容器flyingcapacitor。控制器连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子，以基于拓扑选择规则分别配置第一和第二转换器部分以形成第一和第二转换器拓扑。背景技术开关电容器DC-DC电力转换器在本领域中是已知的，并且已经用于各种类型的便携式通信装置，例如头戴式听力装置。开关电容器DC-DC电力转换器用于将来自便携式通信装置的能量或电源例如可再充电电池的直流输入电压转换成适于为各种类型的集成电路和其他有源部件供电的更高或更低的直流输出电压。与基于电感器的对应物相比，开关电容器DC-DC电力转换器具有某些吸引人的特性-例如相对较低的EMI水平，因为在电感器的磁场中没有存储的能量。开关电容器DC-DC电力转换器可具有小尺寸和高能量转换效率。开关电容器DC-DC电力转换器的不同拓扑能够提供直流电压升压step-up即升压boost和直流电压降压step-down即降压buck，具有依赖于拓扑的最佳电压转换比，例如1：2或1：3升压转换和2：1和3：1降压转换。开关电容器DC-DC转换器非常适用于为头戴式听力装置供电，其中，外壳或定制壳体的紧凑尺寸以及小电池容量通常严重限制了电源电路的尺寸、功率转换效率和电磁辐射。然而，本领域仍然需要具有改进的性能特性的多输出开关电容器DC-DC转换器，例如更小的尺寸和更好地适应变化的负载条件和变化的直流输入电压。具体地，例如由于提供直流输入电压的可再充电电池电源的变化充电状态而造成直流输入电压经常变化很大，因此在宽范围的负载和宽范围的直流输入电压下提供改进的能量效率。发明内容本发明的第一方面涉及一种头戴式听力装置，包括：多输出开关电容器DC-DC转换器，包括直流输入端，用于接收电池供电电压并将其转换为第一直流输出电压和第二直流输出电压；所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：-包括多个可单独控制的半导体开关的开关矩阵，-连接在开关矩阵的各组电路节点之间的P个快速电容器；-连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子的控制器，以配置第一转换器部分和第二转换器部分：-通过选择第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成被配置成产生第一直流输出电压的第一转换器拓扑来配置第一转换器部分；并且-通过选择第二子组可单独控制的半导体开关和第二组P-N个快速电容器以形成被配置成产生第二直流输出电压的第二转换器拓扑来配置第二转换器部分；-所述控制器被配置为基于拓扑选择规则选择第一转换器拓扑和第二转换器拓扑；其中，P为大于1的正整数；N为正整数，并且0fly,数，nNn11211213122311315141325123523344511表1如上所述，当转换器以上述iVCR之一操作时，开关电容器DC-DC转换器的所谓固有能量损耗被最小化，或等效地固有能量效率被最大化。因此，似乎希望在开关电容器DC-DC转换器设计中包括大量快速电容器，以在直流输入电压变化很大和或目标直流输出电压变化很大时启用多个转换器拓扑或齿轮gear。大量的转换器拓扑使得可以选择具有接近SC转换器的任何期望工作点的iVCR的转换器拓扑，并从而确保转换器的高固有能量效率。然而，由于增加了载流子占用面积，增加了开关电容器DC-DC转换器的制造成本等，通常不希望有大量外部电容器。这些缺点对于紧凑的可穿戴装置例如受到严重空间限制的助听仪器和头戴式听筒尤其明显。图4的曲线图400、410和420示意性地示出了当降压型SCDC-DC转换器的标称或设定直流输出电压固定在1.2V时，直流输入电压范围Vbat在3.0V至4.2V的降压型SCDC-DC转换器的三个示例性拓扑的相应固有能量损耗。曲线图400、410和420说明了在可变直流输入电压条件下开关电容器DC-DC转换器的大量快速电容器并且因此可用的拓扑如何有效地降低转换器的固有能量损耗。上图400的阴影区域401表示直流输入电压范围在3.0至4.2V的内的降压型SCDC-DC转换器针对固定2：1拓扑的固有能量损耗。该固定2：1拓扑的电压范围主要对应于前面讨论过的锂离子电池单元供电电压的变化。此转换器拓扑的唯一可用电压转换比VCR为1和12，后者在1.5V和2.1V之间的直流输出电压下具有iVCR。2.1V的直流输出电压远离该拓扑的iVCR。换句话说，如阴影区域401所示，在SC转换器的上述等效损耗电阻Req上感应出大的电压降，最明显的是Vbat＝4.2V，但也是在较低的电池电压例如Vbat＝3.6V时，在Req中对应产生大的功耗。中间曲线图410的阴影区域411示出了在降压型SCDC-DC转换器的直流输入电压Vbat范围在3.6V以上的内的固有能量损耗的显著减少，其中，该转换器的两个快速电容器产生如上面的表1中所示的许多新拓扑。低于Vbat＝3.6V时，最佳转换器拓扑或“齿轮”仍然为12，但当Vbat达到3.6V时，转换器拓扑被切换到13，这导致SC转换器在此工作点的iVCR操作结合Vbat和目标设定点直流输出电压。因此，在3.6V工作点，SC转换器的固有能量损耗降低到约零，但由于转换器在更高的Vbat下达到理想工作点的距离增加，固有能量损耗仍然随着Vbat电压的增加而增加。最下面的曲线图420的阴影区域421示出了与第一SC转换器拓扑的曲线图400相比，在具有三个快速电容器的降压型SCDC-DC转换器的整个直流输入电压Vbat范围低于和高于3.6V的固有能量损耗的显著降低。低于Vbat＝3.6V时，最佳转换器拓扑或“齿轮”选项现在为25，而不是用于曲线图410上所示的先前拓扑所使用的12拓扑。当Vbat达到3.6V时，转换器拓扑被切换到13拓扑，这再次致使转换器在此3.6V工作点结合Vbat和目标设定点直流输出电压下进行iVCR操作。因此，即使固有能量损耗随着Vbat电压的增加而不可避免地增加，切换到13拓扑也将SC转换器的固有能量损耗降低到该特定工作点处的近似零。图5示出了根据降压型多输出开关电容器SCDC-DC转换器500的第一实施例的四个示例性配置-配置1、配置2、配置3、配置4的简化示意性框图。多输出开关电容器SCDC-DC转换器500可以例如代替前面讨论的结合图1讨论的用于向各种电路块提供适当的直流供电电压的听力装置10的SCDC-DC转换器。多输出开关电容器SCDC-DC转换器500包括第一转换器部分V1v2，第一转换器部分V1v2被配置为产生第一直流输出电压Vo1，取决于由第一直流输出电压Vo1供电的电路块的供电电压要求，Vo1可以在标称0.6V和1.2V之间。SCDC-DC转换器500包括第二转换器部分V1v8，第二转换器部分V1v8被配置为产生第二直流输出电压Vo2，取决于由第二直流输出电压Vo2供电的电路块的供电电压要求，Vo2可以在标称1.4V和2.2V之间。SCDC-DC转换器500通过在第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8之间实现一组可用的快速电容器Cf1、Cf2和Cf3的各个电容器的动态重新分配而动态地重新配置。该特征实现了第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的动态拓扑改变-例如，响应于变化的负载条件，即在第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2处改变负载电流或负载功率而执行该动态拓扑改变。一组可用的快速电容器Cf1、Cf2和Cf3的重新分配可以由SC转换器的合适控制器执行。控制器被连接到第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的公共开关矩阵未示出，并且开关矩阵的可控半导体开关将快速电容器Cf1、Cf2和Cf3互连，如下面进一步详细讨论的。所述控制器可以包括SCDC-DC转换器500的数字状态机。所述控制器可以被配置为基于合适的拓扑选择规则或选择标准来改变第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的相应拓扑，所述拓扑选择规则或选择标准例如旨在最大化考虑到Vbat电压和由第一和第二直流输出电压输送的电流负载功率的整个SCDC-DC转换器500的固有功率转换效率。四个独立配置-配置1、配置2、配置3和配置4的框图例如通过不同的实施例说明了第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2的不同负载条件以及动态重新配置SCDC-DC转换器500的几种可能方式。SCDC-DC转换器500的控制器可以被配置为在下述负载条件下在配置1和配置2之间切换：其中，在第一直流输出电压Vo1处抽取的负载电流I1v2或等效负载功率随着时间的推移是相对恒定的，例如，1mA，而在第二直流输出电压Vo2处抽取的负载电流I1v8或功率随时间高度可变，例如在所示的0.1mA和14mA之间变化。0.1mA负载电流I1v8可以例如在SCDC-DC转换器500的操作时间的90％期间被抽取，而14mA负载电流在操作时间的剩余10％期间被抽取。这些时间功耗波动是仅由听力装置临时使用的某些电路块或模块例如，闪存的共同特征，并因此在长时间内通过相对短暂的导致功耗的对应突发的活动突发中断处于睡眠模式断电状态。因此，控制器可以被配置为在第二转换器部分V1v8的负载电流I1v8较小的时间间隔期间选择配置1。控制器通过选择开关矩阵未示出的第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器来配置第一转换器部分V1v2以形成被配置成产生第一直流输出电压的第一转换器拓扑。该组N个快速电容器可以在一个极端情况下包括所有可用的快速电容器，并且在另一个极端情况下可以包括0个可用的快速电容器。控制器通过选择开关矩阵未示出的第二子组可单独控制的半导体开关和第二组P-N个快速电容器来配置第二转换器部分V1v8以形成被配置成产生第二直流输出电压的第二转换器拓扑。因此，第二组P-N个快速电容器在配置第一转换器部分V1v2之后包括剩余的快速电容器。因此，取决于第一转换器部分的配置，第二转换器部分还可以在一个极端情况下包括所有可用的快速电容器，并且在另一个极端情况下可以包括0个可用的快速电容器。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的分布以及在所选数量的快速电容器可用的那些拓扑中的相应拓扑的选择可以基于适当的拓扑选择规则-例如考虑到系统变量如当前Vbat电压、Vo1和Vo2各自的设定点电压以及转换器部分的当前负载电流。根据SCDC-DC转换器500的一些实施例，控制器被配置为在第一转换器部分和第二转换器部分之间分配快速电容器并选择其相应的拓扑以基于所确定的系统变量使第一和第二转换器部分的总固有能量效率最大化。总固有转换效率的这种最大化可以产生上面讨论的快速电容器在配置1配置1下的初始分布，这使得上面表1中列出的四种不同的转换器拓扑在n＝2下可用于第一转换器部分并且使表1中列出的两个不同的转换器拓扑在n＝1下可用于第二转换器部分。此后，控制器选择第一转换器部分V1v2的第一转换器拓扑和第二转换器部分V1v8的第一转换器拓扑-例如考虑到当前Vbat电压以及Vo1和Vo2的相应设定点电压。例如，如上所述，如果Vbat＝4.2V且设定点Vo1＝1.2V，则意味着VCR约为0.285，所述控制器选择第一转换器部分的13拓扑，因为对于该13拓扑而言，第一转换器部分的当前工作点由于上面结合图4讨论的原因相对接近iVCR。根据类似的推理，即使第二转换器部分的当前工作点Vbat＝4.2V和Vo2＝1.8V的VCR稍微远离12拓扑的iVCR，控制器也可以为第二转换器部分V1v8选择该12拓扑。然而，由于第二转换器部分V1v8抽取的负载功率小，与第一转换器部分V1v2抽取的功率相比，由小于第二转换器部分的理想转换器拓扑的转换器拓扑对整个SCDC-DC转换器500赋予的总能量损耗仍然很小。当在配置1下操作时，由于后一转换器部分消耗整个SCDC-DC转换器500的大部分能量，所以对于提供第一转换器部分的更理想的转换器拓扑，即具有最佳可用能量效率具有更大的影响。响应于第二转换器部分的从先前讨论的配置1中1.0mA至14mA的加载变化，所述控制器通过向第一转换器部分V1v2分配新的子组的快速电容器例如，Cf2并且向第二转换器部分V1v8分配新的子组例如，Cf1、Cf3而动态地重新配置第一和第二转换器部分。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的新分布可以再次基于适当的拓扑选择规则-现在考虑到第二转换器部分的大得多的负载电流，而第一转换器部分的负载电流基本不变。根据SCDC-DC转换器500的一些实施例，所述控制器未示出被配置为在第一转换器部分和第二转换器部分之间重新分配快速电容器并选择其相应的拓扑以最大化考虑到第二转换器部分的新的和更高的负载的第一和第二转换器部分的总固有能量效率。总固有转换效率的这种最大化可以致使所述控制器在配置2配置2下进行所述的快速电容器的分派或分配。配置2仅使两个不同的转换器拓扑可用于第一转换器部分，但使得四个不同的转换器拓扑可用于第二转换器部分。技术人员应理解，第二转换器部分在配置2下可用的更多数量的拓扑通常允许所述控制器选择第二转换器部分的更理想的转换器拓扑，即具有更高的固有能量效率。由于在配置2下由第二转换器部分抽取的负载功率占主导部分，第二转换器部分的固有能量效率现在在最大化SCDC-DC转换器500的总固有能量效率时变得重要。因此，由第一转换器部分的不太理想的转换器拓扑选择所赋予的整个SCDC-DC转换器500总能量损耗保持很小。此后，所述控制器选择第一转换器部分V1v2的第二转换器拓扑，例如，12，和第二转换器部分V1v8的第二转换器拓扑-例如，如果Vbat＝4.2V，则仍然为12。然而，响应于Vbat的变化，所述控制器可以以灵活的方式由于所述拓扑的较多选择切换到第二转换器部分的更优的拓扑。配置3和配置4示出了SCDC-DC转换器500的仍然使用3个快速电容器的替代实施例的操作，其中，所述控制器在变化的负载条件下在这些配置之间切换，但是利用与适用于配置1和2的固有能量效率最大化规则相比的替代拓扑选择规则。本拓扑选择规则使控制器将SCDC-DC转换器500的所有可用快速电容器Cf1、Cf2、Cf3分配给第一转换器部分V1v2，并因此在配置3的负载情形下将零个快速电容器分配给第二转换器部分V1v8。因此，Vo2可以仅由线性稳压器稳压，从而导致第二转换器部分中的显著能量损耗。然而，如上所述，由于由第二转换器部分抽取的负载功率小于配置3下由第一转换器部分抽取的负载功率，因此由第二转换器部分的比理想拓扑小的拓扑引起的SCDC-DC转换器500的总能量损耗保持很小。相反，所有快速电容器对第一转换器部分的可用性使得表1中列出的大量不同的转换器拓扑在n＝3下可用于第一转换器部分。这种大量的转换器拓扑使所述控制器能够保持第一转换器部分的高固有能量效率，该高固有能量效率负责SCDC-DC转换器500的大部分能量消耗。由于上述原因，通过自适应地调节转换器拓扑，尽管第一转换器部分的工作点变化，但仍可实现这种高固有能量效率。响应于第二转换器部分的负载电流从先前讨论的配置3中的0.1mA变化到配置4中的14mA的负载电流的变化，所述控制器再次通过向第一转换器部分V1v2分配新的子组的快速电容器例如，Cf1并且向第二转换器部分V1v8分配新的子组例如，Cf2、Cf3来动态地重新配置第一和第二转换器部分。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的新分布基于本拓扑选择规则-现在考虑到第二转换器部分的负载电流的变化，而第一转换器部分的负载电流基本不变。本拓扑选择规则的应用产生与早期拓扑规则相同的快速电容器分配。如上所述，在配置4下比在配置3下可用于第二转换器部分的更大量拓扑通常允许所述控制器为第二转换器部分选择更理想的拓扑，即具有更高的固有能量效率，这对于最大化SCDC-DC转换器500的总固有能量效率是重要的，因为由第二转换器部分抽取的负载功率占主导部分。技术人员应理解，SCDC-DC转换器500的不同拓扑选择规则可以致使所述控制器在第一转换器部分和第二转换器部分之间不同地分配快速电容器，即使对于系统变量Vbat、Vo1和Vo2的相应设定点电压以及第一和第二转换器部分的负载电流的相同值也是如此。图6示出了SCDC-DC转换器500的示例性开关矩阵以及该开关矩阵的内部节点组与快速电容器Cf1、Cf2、Cf3之间的连接的示意性电路图。所述开关矩阵包括十七个可单独控制的半导体开关SW1-SW17，开关SW1-SW17中的每者可包括P型或N型CMOS晶体管或任何其他合适类型的开关。所述控制器被连接到可单独控制的半导体开关SW1-SW17中的每者的栅极端子现在为简单起见，以选择性地将每个开关布置在导通状态和断开状态。SCDC-DC转换器500的第一直流输出电压Vo1被表示为V1v2，以及第二直流输出电压Vo2被表示为V1v8，并且第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2分别被连接到第一和第二直流输出电压。所述开关矩阵的拓扑被设计成允许第一转换器部分和第二转换器部分的独立和同时操作，以允许独立地产生第一直流输出电压和第二直流输出电压。所述开关矩阵的一些实施例具有允许选择第一和第二转换器部分的所有可用拓扑并且对于SCDC-DC转换器500的任何给定配置独立操作的拓扑。例如，当第二转换器部分的负载电流高时，第二转换器部分应该优选地能够在第一转换器部分使用12拓扑的同时使用23拓扑，即，这些拓扑的开关连接没有重叠。所述开关矩阵的替代实施例可以具有对第一和第二转换器部分的拓扑的组合施加某些限制的拓扑，该拓扑可以被选择并且独立地操作以用于如下所述的SCDC-DC转换器500的任何给定配置。在这两种情况下，期望识别需要最少量开关以实现第一和第二转换器部分的所有期望拓扑的特定开关矩阵拓扑，以降低互连的复杂性并减少与可单独控制的半导体开关相关的寄生开关电容。后一因素使第一和第二转换器部分的外在能量效率恶化。本发明人的第一种方法是找到SCDC-DC转换器的第一实施例的开关矩阵拓扑的最佳或接近最佳的解决方案以一次一个地手动地将拓扑添加到电容器互连。以这种方式获得了具有18个开关的解决方案。由于设计电容器互连的任务相当于在寻找最小解决方案时在快速电容器之间移动拓扑，因此引入了利用算法实现此目的的方法。为了研究是否有可能在算法上评估电容器互连的所有可能设计，引入了称为“互连矩阵”的概念。考虑图7的未连接示意图700A，其中，三个快速电容器的每个电容器端子或节点已用数字标记。假设每个数字对应于矩阵中的行和列，可以定义给定拓扑的所需互连的表示。考虑用于图7的第一转换器部分700B的12拓扑的互连的示例。Cfly1的每个端子被连接到各种电压轨，以形成实现12转换器拓扑所需的互连。需指出，这里不使用时钟相位的概念，因为知道两个节点之间是否应该存在开关就足够了。图7的矩阵拓扑700B的互连矩阵被命名为T12,a，并且在左图700B中示出，其中，“1”表示连接而“0”表示没有连接。值得注意的是，只有矩阵的下半部分用于表示互连。上半部分为下部部分的镜像版本，并且对角线中的所有元素表示节点与自身的连接，这被认为是无效的。矩阵表示法用于通过计算机轻松操纵互连，而不是为了可读性。由图7的矩阵拓扑700B中的虚线701标记的互连仅是实现具有三个可用快速电容器的第一或第二转换器部分的12拓扑的一种可能方式。这第一个互连是创造“原型”。如果仅为互连中实现的每个拓扑定义了单个原型，则很可能无法达到最佳解决方案如果将达到任何有效的解决方案。为了考虑所有可能的实施方案，必须对每个转换器原型进行排列，即在不同的快速电容器之间移动，以定义可以实现特定拓扑的所有可能方式。在图7的示意图700C中给出了12转换器原型的排列的示例。通过将该互连与图7的示意图700B进行比较，技术人员应理解，至Cfly1的连接已经在其端子之间翻转。现在已经定义了V1v2转换器的12转换器的两种可能的实施方式。所述拓扑也可以用Cfly2或Cfly3实现，总共产生6种可能的解决方案。本设计中使用的每个转换器的可能互连矩阵的数量列于下表2中。可以使用二项式系数和简单组合来找到排列的数量。需指出，12和11拓扑的数字已经列出两次，因为V1v2和V1v8转换器两者均存在所述数字。将表2中的排列数相乘以得出开关互连的总数：TN,tot＝2×62×6×24×24×48＝35,831,808。最后，在解决方案上施加了在第二转换器部分的12拓扑和第一转换器部分的13拓扑之间具有共存即，同时操作的附加的和可选的约束。此可选约束将排列数减少到13.271.040。评估所有3500万个可能实施方式，或者另选地在可选约束的情况下，所有约1330万个可能的实施方式的一种实用方法由合适的计算机程序或脚本来实现。将所需的七种拓扑中的每一种拓扑的单个原型互连输入到脚本中，然后计算所有排列。然后，对每个解决方案施加在同时操作的第一和第二转换器部分的转换器拓扑之间不具有任何重叠开关连接的约束。该过程可以通过以下步骤以伪代码方便地表达：1.通过原型互连定义每个转换器拓扑。原型互连包括：a.每个时钟相位的开关互连矩阵，即开关矩阵。b.每个时钟相位的稳态电压矩阵。c.共存组号；2.对于每个转换器拓扑，计算所有可能映射到三个快速电容器的开关和电压矩阵也称为排列：a.所述转换器拓扑所需的快速电容器被映射到三个可用快速电容器的所有组合，例如，对于使用单个快速电容器的12转换器，产生三个开关矩阵，三个可用的快速电容器中的每者具有一个开关矩阵。b.对于上述每个映射，产生额外的映射，其中，每个快速电容器的端子被翻转或不被翻转；3.通过对每个拓扑的所有排列组合执行以下操作，产生第一和第二转换器部分的所有可能的互连矩阵：a.选择每个转换器拓扑的排列。b.从每个共存组添加开关矩阵。c.检查所得的开关矩阵总和中的任何元素是否大于1。如果是，两个拓扑需要相同的开关，并因此不能共存。d.如果没有元素大于1，则对于每个矩阵节点，在每个拓扑电压矩阵中找到该特定矩阵节点的最大值和最小值，并将极值存储在最大和最小输出级电压矩阵中。e.如果满足所有共存约束，则存储第一和第二转换器部分的互连矩阵及其组合电压矩阵。4.对于在步骤3中确定的第一和第二转换器部分输出级的每个有效配置，计算以下参数。a.开关矩阵中的开关数量。b.通过比较开关矩阵与最大和最小组合输出级电压矩阵，每个开关所需的最大击穿电压。5.所述解决方案基于例如最小开关数或每个开关的最小击穿电压的要求进行过滤。与开关位置一起，稳态无负载节点电压也作为每个原型的输入参数给出。这些电压也与开关互连一起排列，以便能够评估每个开关所需的最大击穿电压并且可选地使用最少数量的高压开关来选择特定的解决方案。表2所实施的搜索算法或脚本找到40个解决方案，每个解决方案使用17个可控开关。在这些解决方案中，选择了需要最少数量的高压开关的解决方案，但是当然，替代解决方案，例如，应用另一个优化标准的解决方案可以容易地用在SCDC-DC转换器500的替代实施例中。用于开关矩阵拓扑的所选解决方案在图6中示出。所需的开关击穿电压适用于最大电池电压为4.2V的本设计：·5.0V开关：sw3，sw7-sw9。·3.3V开关：sw1，sw2，sw4-sw6，sw11，sw12，sw14-sw16，sw17。·1.8V开关：sw10，sw13。这些电压用于稳态操作，并且可以针对所有负载条件仔细评估开关的阻断电压电平，以作为在进行晶体管级实施时的安全措施。图8示出了使用上述开关矩阵的拓扑以第一示例性配置布置的SCDC-DC转换器500的第一转换器部分800A和第二转换器部分800B的示意性电路图。所述开关矩阵包括总共十七个可单独控制的半导体开关SW1-SW17。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第一示例性配置可以对应于图5的配置2。第一转换器部分800A的半导体开关和快速电容器用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记。第一转换器部分800A包括第一子组SW2、SW6、SW10和SW15的有源半导体开关，该有源半导体开关与快速电容器Cf2即Cfly2一起形成第一转换器部分800A及其拓扑。有源半导体开关SW2和SW10由从SCDC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器未示出导出的第一时钟相位控制。有源半导体开关SW6和SW15通过所示12拓扑中的两相非重叠时钟发生器的第二时钟相位切换。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分800A的第一子组有源半导体开关的开关，所述控制器可以提供11拓扑或12拓扑-例如所述11拓扑可以通过切换使SW15永久接通和SW10永久断开而SW6和SW2仍分别由第一和第二时钟相位驱动来选择。第二转换器部分800B包括第二子组有源半导体开关和在示意电路图中用全黑线绘制的第二组快速电容器Cf1、Cf3＝Cfly1、Cfly3，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记以将第二转换器部分800B的部件与上述第一转换器部分800A的部件区分开。第二组有源半导体开关包括单独的开关SW1、SW3、SW4、SW9、SW11、SW12和SW16，它们通过第一时钟相位或第二时钟相位切换，如示意图所示。本领域技术人员应理解，通过适当选择第二子组有源半导体开关，第二转换器部分800B可以适于形成如表1中所列出的任何前面讨论的转换器拓扑在n＝2下。本领域技术人员应理解，SCDC-DC转换器500的第一配置的第一和第二子组有源半导体开关不重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。同样，单独的快速电容器被连接到第一转换器部分800A和第二转换器部分800B。第一转换器部分800A和第二转换器部分800B之间的有源和无源部件的这种非重叠特性使后者能够完全独立地操作并且以独立或非耦合的方式-例如只使用两个不同的时钟相位产生第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2。该独立操作有利于避免第一和第二直流输出电压之间的交叉耦合或干扰，使得在一个直流输出电压处的大负载变化不会引起另一个直流输出电压的电压变化。图9示出了使用上述优选实施例的开关矩阵的拓扑以第二示例性配置布置的SCDC-DC转换器500的第一转换器部分900A和第二转换器部分900B的示意性电路图。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图5的配置1。形成第一转换器部分900A的半导体开关和快速电容器的子组已经用全黑线绘制。剩余半导体开关和剩余快速电容器Cf3在图900A中用灰线标记，以指示这些部件属于第二转换器部分900B。第一转换器部分900A的半导体开关的子组包括单独的开关SW1、SW5、SW6、SW7、SW10、SW14和SW15，该开关与快速电容器Cf1、Cf2一起形成第一转换器部分900A的拓扑。如电路图所示，第一子组可控半导体开关的各个开关或由从SCDC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器未示出导出的第一时钟相位或由第二时钟相位控制。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分900A的第一子组半导体开关，所述控制器可以构建如表1中列出的先前讨论的转换器拓扑在n＝2下。第二转换器部分900B的示意性电路图示出了后者用全黑线绘制的半导体开关和快速电容器，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记以区分第二转换器部分900B的部件与上面讨论的第一转换器部分900A的部件。第二子组可单独控制或有源半导体开关包括SW3、SW12、SW16和SW17以及快速电容器Cf3。如图中所示，第二子组可单独控制的半导体开关的半导体开关通过第一时钟相位或第二时钟相位切换。技术人员应理解，通过适当选择第二子组有源半导体开关，所述控制器可以提供第二转换器部分900B的11拓扑或12拓扑。本领域技术人员应理解，第一和第二子组可单独控制的半导体开关不再重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。同样地，将单独的一组快速电容器分配给第一和第二转换器部分900A、900B，从而产生SCDC-DC转换器500的先前讨论的优点。图10示出了使用上述开关矩阵的实施例以第三示例性配置布置的SCDC-DC转换器500的第一转换器部分1000A的示意性电路图。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图5的配置3。第一转换器部分1000A的第一子组有源半导体开关和所有可用的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3＝Cfly1-3已用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器无用灰线标记以指示第一转换器部分1000A的有源部件。第一子组可控有源半导体开关包括单独的开关SW1、SW5、SW6、SW7、SW8、SW9、SW10、SW13、SW14、SW16，其与Cf1、Cf2和Cf3一起形成第一转换器部分1000A的拓扑。如图所示，第一子组可控半导体开关的各个开关或由从SCDC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器未示出导出的第一时钟相位或由第二时钟相位控制。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分1000A的第一子组有源半导体开关的开关，所述控制器可以提供如表1中列出的先前讨论的转换器拓扑在n＝3下。未示出第二转换器部分的示意性电路图，因为第二子组可单独控制或有源的半导体开关为空的，即没有任何半导体开关。技术人员应理解，SCDC-DC转换器500可以包括连接在电池电压Vbat和耦合到第二直流输出电压V1v8的输出电容器Co2之间的线性电压稳压器。在本配置中，线性电压稳压器可以被配置为将第二直流输出电压V1v8稳压到期望的目标直流电压，并且可以包括考虑到NMOS传输晶体管两端的相对大的电压降的NMOS公共漏极线性稳压器。本领域技术人员应理解，第一和第二子组可单独控制的半导体开关不再重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。图11示出了根据降压型多输出开关电容器SCDC-DC转换器1100的第二实施例的三个示例性配置-配置1、配置2、配置3的简化示意性框图。多输出开关电容器SCDC-DC转换器1100可以例如代替前面讨论的结合图1讨论的用于向各种电路块提供适当的直流供电电压的听力装置10的SCDC-DC转换器。多输出开关电容器SCDC-DC转换器1100包括两个快速电容器Cf1和Cf2。多输出开关电容器SCDC-DC转换器1100包括第一转换器部分V1v2，第一转换器部分V1v2被配置为产生第一直流输出电压未示出，取决于由第一直流输出电压Vo1供电的电路块的供电电压要求，Vo1可以在标称0.6V和1.2V之间。SCDC-DC转换器1100包括第二转换器部分V1v8，第二转换器部分V1v8被配置为产生第二直流输出电压未示出，取决于由第二直流输出电压供电的电路块的供电电压要求，第二直流输出电压可以在标称1.4V和2.2V之间。SCDC-DC转换器1100通过在第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8之间实现一组可用的快速电容器Cf1和Cf2的各个电容器的动态重新分配而实现类似于根据第一实施例的先前讨论的SCDC-DC转换器500的可重新配置的特性的可动态地重新配置的特性。该特征实现了第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的动态拓扑改变-例如，响应于变化的负载条件，即在第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2处改变负载电流或负载功率而执行该动态拓扑改变。可用的一组快速电容器Cf1和Cf2的重新分配可以由SC转换器1100的合适控制器执行。所述控制器被连接到第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的公共开关矩阵如图12所示，并且开关矩阵的可控半导体开关将快速电容器Cf1和Cf2互连，如下面进一步详细讨论的。所述控制器可以包括SCDC-DC转换器1100的数字状态机。如前所述，所述控制器可以被配置为基于合适的拓扑选择规则或选择标准来改变第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的相应拓扑以定义转换器1100的各种配置，所述拓扑选择规则或选择标准例如旨在最大化考虑到Vbat电压和由第一和第二直流输出电压中的每者输送的电流负载功率的整个SCDC-DC转换器1100的固有功率转换效率。三个独立配置-配置1、配置2和配置3的框图说明了第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2的不同负载条件以及控制器1100遵循与上面结合SCDC-DC转换器500讨论的机制相同的机制动态地重新配置SCDC-DC转换器1100的几种可能方式。图12示出了多输出SCDC-DC转换器1100的第二实施例的示例性开关矩阵以及所述开关矩阵与快速电容器Cf1和Cf2的内部节点组之间的连接的示意性电路图。所述开关矩阵包括十一个可单独控制的半导体开关SW1-SW11，开关SW1-SW11中的每者可包括P型或N型CMOS晶体管或任何其他合适类型的开关。所述控制器被连接到可单独控制的半导体开关SW1-SW11中的每者的栅极端子现在为简单起见，以选择性地将每个开关布置在导通状态和断开状态。SCDC-DC转换器1100的第一直流输出电压Vo1被表示为V1v2，以及第二直流输出电压Vo2被表示为V1v8，并且第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2分别被连接到第一和第二直流输出电压。所述开关矩阵的拓扑被设计成允许第一转换器部分和第二转换器部分的独立和同时操作，以允许独立地产生第一直流输出电压和第二直流输出电压。所述开关矩阵的一些实施例具有允许选择第一和第二转换器部分的所有可用拓扑并且对于SCDC-DC转换器1100的任何给定配置独立操作的拓扑。所述开关矩阵的替代实施例可以具有对第一和第二转换器部分的拓扑的组合施加某些限制的拓扑，该拓扑可以被选择并且独立地操作以用于SCDC-DC转换器1100的任何给定配置。在这两种情况下，期望识别需要最少量开关以实现第一和第二转换器部分的所有期望拓扑的特定开关矩阵拓扑，以降低互连的复杂性并减少与可单独控制的半导体开关相关的寄生开关电容。后一种寄生开关电容增加了第一和第二转换器部分的外在能量损耗，从而恶化了这些部分的总固有能量效率。使用与上述类似的方法确定本开关矩阵的拓扑，即，在算法上评估电容器互连的所有可能设计，所述拓扑在仅具有两个可用的快速电容器的约束下适当地修改。图13的最上部分示出了使用上述SCDC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第一示例性配置布置的SCDC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。图13的下部分示出了使用上述SCDC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第二示例性配置布置的SCDC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第一示例性配置可以对应于图11的配置3，在该配置中，可用的一组快速电容器Cf1和Cf2均耦合到第二转换器部分1300B。SCDC-DC转换器的第二示例性配置可以对应于图11的配置2，在该配置中，可用的快速电容器中的一者耦合到第一转换器部分而另一个快速电容器耦合到第二转换器部分1300B。图14示出了使用上述SCDC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第三示例性配置布置的SCDC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。为简单起见，未示出第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图11的配置1，在该配置中，可用的一组快速电容器Cf1和Cf2均耦合到第一转换器部分1300A。第一转换器部分1100A的半导体开关和快速电容器用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记，如上面结合SCDC-DC转换器500的第一实施例所讨论的。图15示出了先前公开的示例性降压型多输出SCDC-DC转换器的一个实施例1100。用于本SCDC-DC转换器1100的直流输入电压Vbat可以由可再充电电池电源提供，该可再充电电池电源输送明显高于听力装置的相应有源电路块的期望或最佳供电电压的标称直流电压。可再充电电池电源可以例如包括一个或多个锂离子电池单元，每个锂离子电池单元可以表现出约3.7V的标称输出电压。其中，SCDC-DC转换器1100被集成在先前讨论的头戴式听力装置中，往往希望将该标称锂离子电池电压降压到约1.2V的第一直流输出电压Vo1，这是常规的非可再充电锌空气电池的典型电压电平。此外，可穿戴式听力装置的有源电路还可能需要约1.8V的第二和不同的直流供电电压，例如以供应先前讨论的无线收发器或非易失性存储器。因此，第一直流参考电压Vref1被施加在SCDC-DC转换器1100的控制器1101的Ref1输入端。第二直流参考电压Vref2被施加在控制器1101的Ref2输入端。控制器1101可以用作输出级500的组合配置选择器并用作第一和第二直流输出电压Vo1、Vo2的输出电压稳压器。控制器1101的输出电压稳压器功能可以包括时钟发生器未示出，其设定输出级500或电荷泵电路的时钟频率。所述时钟发生器产生时钟信号sw_clk，其在本实施例中可具有可调节或可编程频率，而替代实施例可使用该时钟信号的单个固定时钟频率。时钟相位电路1104被配置为从时钟信号导出第一对非重叠时钟相位并从时钟信号导出第二对非重叠时钟相位第一对非重叠时钟相位通过开关驱动器或升压电路1110施加到第一转换器部分的可单独控制的半导体开关，而第二对非重叠时钟相位通过开关驱动电路1110被施加到第二转换器部分的可单独控制的半导体开关。开关驱动器电路1110被配置为根据需要升高第一和第二对非重叠时钟相位的相应电压电平，以适当地驱动输出级500的半导体开关。对第一和第二转换器部分中的每者使用单独的一对非重叠时钟相位具有的优点在于，它在很大程度上消除了由第一和第二转换器部分产生的第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2之间的交叉稳压问题。技术人员应理解，时钟发生器和时钟相位电路1104可以整体形成。在本实施例中，时钟信号的频率用于经由从第一和第二直流输出电压延伸并例如经由相应的反馈线或导体返回到控制器的第一和第二电压感测输入端感测1和感测2的第一和第二电压稳压回路来提供第一和或第二直流输出电压Vo1、Vo2的稳压。输出电压稳压器另外包括第一和第二直流参考电压输入端Ref1和Ref2，以用于接收指示Vo1的期望或目标输出电压的第一直流参考电压Vref1以及接收指示Vo2的期望或目标输出电压的第二直流参考电压Vref2。第一和第二电压稳压回路可操作以通过调节一对非重叠时钟相位的相应时钟频率来最小化Vref输入端处的相应直流参考电压与实际直流输出电压之间的电压差或偏差。

权利要求：1.一种头戴式听力装置，包括：多输出开关电容器DC-DC转换器，包括直流输入端，所述直流输入端用于接收电池供电电压并将其转换为第一直流输出电压和第二直流输出电压；所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：-包括多个可单独控制的半导体开关的开关矩阵，-连接在所述开关矩阵的各组电路节点之间的P个快速电容器；-连接到所述开关矩阵的所述多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子的控制器，以通过如下方式配置第一转换器部分和第二转换器部分：-通过选择第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成被配置成产生所述第一直流输出电压的第一转换器拓扑来配置第一转换器部分；并且-通过选择第二子组可单独控制的半导体开关和第二组P-N个快速电容器以形成被配置成产生所述第二直流输出电压的第二转换器拓扑来配置第二转换器部分；-所述控制器被配置为基于拓扑选择规则选择所述第一转换器拓扑和第二转换器拓扑；其中，P1；N为正整数，并且0＝N＝P。2.根据权利要求1所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器响应于所述拓扑选择规则以通过如下方式动态地重新配置所述第一转换器部分和所述第二转换器部分：-通过选择第三子组可单独控制的半导体开关和第三组M个快速电容器以形成被配置成产生所述第一直流输出电压的第三转换器拓扑来重新配置所述第一转换器部分；并且-通过选择第四子组可单独控制的半导体开关和第四组P-M个快速电容器以形成被配置成产生所述第二直流输出电压的第四转换器拓扑来重新配置所述第二转换器部分；M为正整数；0＝M＝P；并且N≠M。3.根据权利要求1或2所述的头戴式听力装置，其中，所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：时钟发生器，所述时钟发生器被配置为基于时钟信号产生第一对非重叠时钟相位和第二对非重叠时钟相位；所述控制器被配置为：-在所述第一对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对所述第一转换器部分的第一组N个快速电容器充电，并在所述第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对所述第二转换器部分的第二组P-N个快速电容器充电；并且在所述第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间使所述第一组N个快速电容器放电，并且在所述第二对非重叠时钟相位的第二相位期间使所述第二转换器部分的第二组P-N个快速电容器放电。4.根据权利要求3所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器被配置为：-在所述第一对非重叠时钟相位的所述第一时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关将第一组N个快速电容器串联连接以从所述直流输入电压对N个快速电容器充电，-在所述第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间，经由第二子组可单独控制的半导体开关将第二组P-N个快速电容器串联连接并从所述直流输入电压对P-N个快速电容器充电，-在所述第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关并联连接N个快速电容器，并将所述N个快速电容器放电到连接到所述第一直流输出电压的第一输出电容器；并且-在所述第二对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第三子组可单独控制的半导体开关并联连接第三组P-N个快速电容器，并将所述P-N个快速电容器放电到连接到所述第二直流输出电压的第二输出电容器。5.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述拓扑选择规则包括选自以下的一个或多个系统变量：-分别由被配置为所述第一转换器拓扑和第二转换器拓扑的所述第一转换器部分和第二转换器部分提供的相应负载电流或负载功率；-电池供电电压；-所述第一直流输出电压的目标或设定点电压，Vo1；-所述第二直流输出电压的目标或设定点电压，Vo2。6.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述拓扑选择规则最大化：-基于所确定的系统变量的第一转换器部分和第二转换器部分的总固有能量效率；所述总固有能量效率根据以下公式计算：其中：P1＝由所述第一转换器部分输送的负载功率；P2＝由所述第二转换器部分输送的负载功率；η1＝所述第一转换器在所述第一直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；η2＝所述第二转换器部分在所述第二直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；η1＝VCRiVCR＝Vo1Vbat*iVCR；η2＝VCRiVCR＝Vo2Vbat*iVCR。7.根据权利要求6所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器被配置为重复地确定：-当前的电池供电电压，-在所述第一转换器部分和第二转换器部分处的相应当前负载电流或负载功率；并且所述控制器被配置为如果第二配置的总固有能量效率超过第一配置的总固有能量效率，则从所述第一转换器部分和第二转换器部分的第一配置切换到所述第一转换器部分和第二转换器部分的第二配置。8.根据权利要求2所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器响应于信号处理器例如所述头戴式听力装置的微处理器的系统控制信号动态地重新配置所述第一转换器部分和第二转换器部分；所述系统控制信号指示所述第一转换器部分和第二转换器部分中的至少一者的即将发生的负载变化。9.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述预定拓扑选择规则指示所述控制器以：-由所述第一转换器部分提供的所述负载功率至少比由所述第二转换器部分提供的所述负载电流或负载功率大5倍：为所述第一转换器部分的第一拓扑选择P个快速电容器，并且为所述第二转换器部分的第一拓扑选择零0个快速电容器。10.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述预定拓扑选择规则指示所述控制器以：-由所述第二转换器部分提供的所述负载功率至少比由所述第一转换器部分提供的所述负载电流或负载功率大5倍：为所述第一转换器部分的所述第二拓扑选择零0个快速电容器，并为所述第二转换器部分的所述第二拓扑选择P个快速电容器。11.根据权利要求3至10中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：-第一输出电压稳压器，包括：用于接收第一直流参考电压的参考电压输入端和用于接收表示所述第一直流输出电压或所述第二直流输出电压的反馈电压的反馈电压输入端，误差信号发生器，所述误差信号发生器被配置为组合所述第一直流参考电压和所述反馈电压以确定第一控制信号，所述控制器被配置为产生：-基于所述第一控制信号的所述第一转换器部分的第一子组可单独控制的半导体开关的第一对非重叠时钟相位；或-基于所述第一控制信号的所述第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关的第二对非重叠时钟相位。12.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，包括至少一个用于供应电池供电电压的可再充电电池单元，例如一个或多个锂离子电池单元。13.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，P＝2、3或4。14.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述开关矩阵的第一子组和第二子组可单独控制的半导体开关可以为非重叠的，即不共享所述开关矩阵的所述多个可单独控制的半导体开关中的任何开关。15.一种动态配置多输出开关电容器DC-DC转换器的第一转换器部分和第二转换器部分的方法，所述转换器包括连接到开关矩阵的相应电路节点的P个快速电容器，所述方法包括：a将所述多输出开关电容器DC-DC转换器的直流输入端连接到电池供电电压，b根据拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成第一转换器拓扑来构建所述第一转换器部分；c根据所述拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第二子组可单独控制的半导体开关和第二组P-N个快速电容器以形成第二转换器拓扑来构建第二转换器部分；d通过计时所述第一转换器部分的所述第一子组可单独控制的半导体开关来产生所述第一直流输出电压；e通过计时所述第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关来产生所述第二直流输出电压；其中，P为大于1的正整数；N为0到P之间的正整数。

百度查询： 大北欧听力公司 用于头戴式听力装置的可重新配置的开关电容器DC-DC转换器

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