申请/专利权人：伊顿制造(格拉斯哥)有限合伙莫尔日分支机构

申请日：2017-12-29

公开（公告）日：2024-06-18

公开（公告）号：CN109995264B

主分类号：H02M7/797

分类号：H02M7/797

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.06.18#授权;2021.01.08#实质审查的生效;2019.07.09#公开

摘要：本发明提供了一种双向DC‑AC变换器及其控制方法，所述双向DC‑AC变换器包括：全桥或半桥逆变器；变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；AC‑AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及电感，其连接至所述变压器的一次侧与所述全桥或半桥逆变器的交流端之间，或连接至所述变压器的二次侧与所述AC‑AC变换器的第一交流端之间。本发明的双向DC‑AC变换器提高了功率密度和转换效率，并降低了成本。

主权项：1.一种双向DC-AC变换器，其特征在于，包括：全桥或半桥逆变器；变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；AC-AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及电感，其连接至所述变压器的一次侧与所述全桥或半桥逆变器的交流端之间，或连接至所述变压器的二次侧与所述AC-AC变换器的第一交流端之间，还包括控制装置，其用于：当交流电源故障时，控制所述全桥或半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥或半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。

全文数据：双向DC-AC变换器及其控制方法技术领域本发明涉及电子电路领域，具体涉及一种双向DC-AC变换器及其控制方法。背景技术不间断电源能够持续不断地给负载进行供电，已经被广泛地用于各个领域。在现有的不间断电源中，通常都包括DC-DC变换器、逆变器和充电器。其中在电池模式下，可充电电池的直流电通过DC-DC变换器和逆变器转换为所需的交流电；在充电模式下，充电器用于对可充电电池进行充电。然而，现有的DC-DC变换器、逆变器和充电器为三个独立的器件。由此导致了不间断电源具有较低的功率密度、较低的效率和较高的成本。发明内容针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种双向DC-AC变换器，包括：全桥或半桥逆变器；变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；AC-AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及电感，其连接至所述变压器的二次侧与所述AC-AC变换器的第一交流端之间。优选的，所述AC-AC变换器为两个串联连接的双向可控开关管和两个串联连接的电容构成的半桥AC-AC变换器，所述两个串联连接的双向可控开关管所形成的节点和所述两个串联连接的电容所形成的节点作为所述第一交流端。优选的，所述两个串联连接的双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。优选的，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器。优选的，所述AC-AC变换器为四个双向可控开关管构成的全桥AC-AC变换器，所述全桥AC-AC变换器的两个桥臂的节点作为所述第一交流端。优选的，所述四个双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。优选的，所述全桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，反向串联的第七开关管和第八开关管，反向串联的第九开关管和第十开关管，反向串联的第十一开关管和第十二开关管；其中当所述第五、第七、第九和第十一开关管被控制为导通时，所述第六、第八、第十和第十二开关管构成第一全桥逆变器，以及当所述第六、第八、第十和第十二开关管被控制为导通时，所述第五、第七、第九和第十一开关管构成第二全桥逆变器。优选的，所述双向DC-AC变换器还包括连接在所述全桥或半桥逆变器的直流端之间的滤波电容。优选的，所述双向DC-AC变换器还包括控制装置，其用于：当交流电源故障时，控制所述全桥或半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥或半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。本发明还提供了一种用于如上所述的双向DC-AC变换器的控制方法，所述全桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，以及依次连接在其直流端的第三开关管和第四开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，所述控制方法包括：在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。优选的，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段。优选的，在正半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；在负半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段。优选的，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段。优选的，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段。优选的，所述半桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，所述控制方法包括：在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。优选的，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段。优选的，在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段。本发明的双向DC-AC变换器在电池模式下能够将可充电电池的直流电转换为所需的交流电，且在充电模式下能够对可充电电池进行充电，充电功率和充电电流大，且能够实现功率因数校正。本发明的双向DC-AC变换器提高了功率密度和转换效率，并降低了成本。附图说明以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。图2是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图3是图2中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图4是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t0-t1的等效电路图。图5是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t1-t2的等效电路图。图6是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t2-t3的等效电路图。图7是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t3-t4的等效电路图。图8是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t4-t5的等效电路图。图9是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t5-t6的等效电路图。图10是图2中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图11是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t0-t1的等效电路图。图12是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t1-t2的等效电路图。图13是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t2-t3的等效电路图。图14是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t3-t4的等效电路图。图15是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t4-t5的等效电路图。图16是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t5-t6的等效电路图。图17是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图18是图17中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图19是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t0-t1的等效电路图。图20是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t1-t2的等效电路图。图21是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t2-t3的等效电路图。图22是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t3-t4的等效电路图。图23是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t4-t5的等效电路图。图24是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t5-t6的等效电路图。图25是图17中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图26是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t0-t1的等效电路图。图27是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t1-t2的等效电路图。图28是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t2-t3的等效电路图。图29是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t3-t4的等效电路图。图30是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t4-t5的等效电路图。图31是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t5-t6的等效电路图。图32是在电池充电模式下交流电源的电压和电流的波形图。图33是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图34是图33中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图35是图33中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图36是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图37是图36中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图38是图36中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图39是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。图40是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图41是图40中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图42是图40中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图43是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。图44是图43中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。图45是图43中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。图46是根据本发明第三个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。具体实施方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。如图1所示，双向DC-AC变换器1包括全桥逆变器11、变压器Tr、电感14、半桥AC-AC变换器12和控制装置17。全桥逆变器11包括金氧半场效晶体管MOSFETS1、MOSFETS2、MOSFETS3和MOSFETS4。其中MOSFETS1和MOSFETS2串联连接在可充电电池13的正极和负极之间，并形成节点A，MOSFETS3和MOSFETS4串联连接在可充电电池13的正极和负极之间，并形成节点B。半桥AC-AC变换器12包括电容C1和电容C2，以及双向可控开关管121和双向可控开关管122，其中电容C1和电容C2串联连接在负载15或交流电源的两端，并形成节点D。双向可控开关管121与双向可控开关管122串联连接在串联的电容C1和电容C2的两端，并形成节点C，其中节点C和D构成了半桥AC-AC变换器12的第一交流端，串联的电容C1和电容C2的两端构成了半桥AC-AC变换器12的第二交流端。双向可控开关管121还包括反向串联的MOSFETS5和MOSFETS6，双向可控开关管122还包括反向串联的MOSFETS7和MOSFETS8。当MOSFETS5和MOSFETS7被控制为导通时，MOSFETS6、MOSFETS8、电容C1和电容C2构成一个半桥逆变器；同样当MOSFETS6和MOSFETS8被控制为导通时，MOSFETS5、MOSFETS7电容C1和电容C2构成另一个半桥逆变器。变压器Tr的一次侧连接在节点A和节点B之间，其二次侧连接在节点C和节点D之间。电感14连接在变压器Tr的二次侧的一端和节点C之间。下面将结合双向DC-AC变换器1的等效电路图来描述其电池放电模式的工作原理。图2是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图2所示，Vo是负载15两端的电压，MOSFETS1和MOSFETS2被控制为交替导通，MOSFETS3和MOSFETS4也被控制为交替导通。在正半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为持续导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为交替导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为持续导通。图3是图2中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图3还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中：提供给MOSFETS4的脉宽调制信号相对于MOSFETS1的脉宽调制信号延时d2TT为脉宽调制信号的周期，提供给MOSFETS3的脉宽调制信号相对于MOSFETS2的脉宽调制信号延时d2T；另外，提供给MOSFETS6的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d1T，提供给MOSFETS8的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d1T。图4是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图4中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS1、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS4到可充电电池13的负极，此时可充电电池13放电，且节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFETS6、MOSFETS5，其中一部分电流经过电容C1到节点D，另一部分电流经负载15和电容C2到节点D，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。图5是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFETS2和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图5中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图4所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS4到MOSFETS2，此时节点A和B之间的电压VAB为0。图6是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图6中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图4所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS3到可充电电池13的正极，此时节点A和B之间的电压VAB为-|Vb|。图7是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图7中的虚线箭头所示。在变压器的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS2到可充电电池13的负极，此时可充电电池13放电，且节点A和B之间的电压VAB为-|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，其中一部分电流经电容C1和负载15，另一部分电流经电容C2后再依次经MOSFETS8、MOSFETS7、节点C到电感14，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。图8是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFETS1和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图8中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图7所示相同，此时电感14释能并提供给负载15，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS1、MOSFETS3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。图9是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图9中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图7所示相同，此时电感14释能并提供给负载15，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS1、可充电电池13的正极和负极、MOSFETS4到接点B，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。图10是图2中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图10还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS7的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d1T；提供给MOSFETS5的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d1T。图11是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图11中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图4所示相同，在此不再赘述，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFETS7、MOSFETS8，其中一部分电流经电容C2到节点D，另一部分电流经负载15和电容C1到节点D，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。图12是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFETS2和MOSFETS4导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图12中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图5所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流方向与图11所示相同，在此不再赘述。图13是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图13中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图7所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流依次从电感14、变压器Tr的二次侧、节点D、电容C2、MOSFETS8、MOSFETS7到节点C。其中在电容C2、负载15和电容C1还存在无功电流。图14是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图14中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图7所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，一部分电流经电容C2和负载15，另一部分电流经电容C1后再依次经MOSFETS5、MOSFETS6、节点C到电感14。此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。图15是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFETS1和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图15中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图14所示相同，在变压器Tr的一次侧，电流方向与图8所示相同，在此不再赘述。图16是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图16中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFETS6、MOSFETS5、电容C1到节点D，其中电容C2、负载15和电容C1中还存在无功电流。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图9所示相同，在此不再赘述。由于图3和图10所示的iL的波形相同，即电感14中的电流iL在正半工频周期的时刻t0-t6与在负半工频周期的时刻t0-t6相同。以下不区分正半工频周期和负半工频周期，电感14中的电流iL由如下方程式表示：其中，n为变压器Tr的一次侧与二次侧的匝数比，L为电感14的电感值。t0～t6的关系由如下方程式表示：根据上述方程式可以得出d1和d2的限制条件为：另外，电感14中的电流iL在时刻t0-t3的波形与在时刻t3-t6的波形对称，即满足：iLt0＝-iLt3＝iLt6。从而可以得出电感14中的电流iL由如下方程式表示：由此计算出输出功率P由如下方程式表示：其中fs为脉宽调制信号的频率。如果负载15的电阻为R，当满足-4d12-2d22-4d1d2+2d1+d2＞4fsLR，可充电电池13实现升压放电。当满足-4d12-2d22-4d1d2+2d1+d2＜4fsLR，可充电电池13实现降压放电。由此可知，本实施例的双向DC-AC变换器1能够实现升压或降压放电。下面将结合双向DC-AC变换器1的等效电路图来描述其电池充电模式的工作原理。图17是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图17所示，MOSFETS1和MOSFETS2被控制为交替导通，MOSFETS3和MOSFETS4也被控制为交替导通。在正半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为持续导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为交替导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为持续导通。图18是图17中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图18还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS8的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFETS2的脉宽调制信号相对于MOSFETS8的脉宽调制信号延时d1’T；同样，提供给MOSFETS6的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFETS1的脉宽调制信号相对于MOSFETS6的脉宽调制信号延时d1’T。图19是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图19中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，交流电源16中的一部分电流依次经MOSFETS5、MOSFETS6、节点C、电感14、变压器Tr的二次侧到节点D，另一部分电流经电容C1到节点D，最后经电容C2到交流电源16，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS4、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS1到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。图20是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图20中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从交流电源16、电容C1到节点D，其中一部分电流依次经变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFETS7、MOSFETS8到交流电源16，另一部分电流直接经电容C2回到交流电源16，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS1、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS4到可充电电池13的负极，此时节点A和B之间的电压VAB为|Vb|。图21是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFETS2和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图21中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图20所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS4、MOSFETS2到节点A，此时节点A和B之间的电压VAB为0。图22是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图22中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图20相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS3到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。图23是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图23中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图19相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS2到可充电电池13的负极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。图24是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFETS1和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS7导通，形成的电流方向如图24中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图19相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS1、MOSFETS3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。图25是图17中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图25还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS5的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFETS2的脉宽调制信号相对于MOSFETS5的脉宽调制信号延时d1’T；同样，提供给MOSFETS7的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFETS1的脉宽调制信号相对于MOSFETS7的脉宽调制信号延时d1’T。图26是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图26中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，其中一部分电流依次经电容C1回到交流电源16，另一部分电流经电容C2后再依次经MOSFETS8、MOSFETS7、节点C到电感14，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图19所示相同，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。图27是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFETS1和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图27中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFETS6到MOSFETS5，其中一部分电流经电容C1到节点D，另一部分电流经交流电源16和电容C2到节点D，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图20所示相同，此时节点A和B之间的电压VAB为|Vb|。图28是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFETS2和MOSFETS4导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图28中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图27所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B到MOSFETS4，此时节点A、B之间的电压VAB为0。图29是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS5、MOSFETS6和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图29中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图27相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFETS3到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。图30是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFETS2和MOSFETS3导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图30中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图26相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS2到可充电电池13的负极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。图31是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFETS1和MOSFETS3导通，且MOSFETS6、MOSFETS7和MOSFETS8导通，形成的电流方向如图31中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图26相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFETS1、MOSFETS3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。在电池充电模式下，同样可以计算出输出功率P的表达式如下：根据上述结论可知，在电池充电模式下，上述实施例的双向DC-AC变换器1同样可以实现升压工作或降压工作。充电模式下的充电功率与放电模式下的放电功率的表达式类似，由此可知，双向DC-AC变换器1具有较大的充电功率和充电电流。而现有技术的UPS中的充电器是一个单独的反激电路，其充电功率远小于UPS的额定输出功率。因此与现有技术的UPS中的充电器相比，充电功率和充电电流显著增加。图32是在电池充电模式下交流电源的电压和电流的波形图。其中图32还示出了电感14中的电流iL和电容C1或C2中的电流iC的波形图，且交流电源中的电流iO等于iL-iC，由此交流电源中的电流iO与交流电源的电压VO同相位，因此实现了功率因数校正的功能。无论在电池放电模式还是在电池充电模式下，MOSFETS1～MOSFETS4的电压都被箝位在Vb以下，且MOSFETS5～MOSFETS8的电压都被箝位在0.5|VO|以下，因此不存在过冲电压，避免了电路中元器件的失效。本发明的双向DC-AC变换器经过一次变换即可实现放电模式或充电模式，转换效率高。且省略了充电器，元器件数目少，成本低，功率密度大。本发明的实施例还提供了另一种用于双向DC-AC变换器1的电池放电方法。下面将结合图33-35来描述其电池放电模式的工作原理。图33是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图33所示，MOSFETS1和MOSFETS2被控制为交替导通，MOSFETS3和MOSFETS4也被控制为交替导通，给MOSFETS1和MOSFETS4提供的脉宽调制信号的时延差为零，同样给MOSFETS2和MOSFETS3提供的脉宽调制信号的时延差为零。在正半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为持续导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为交替导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为持续导通。图34是图33中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图34还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中给MOSFETS6提供的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d1T，同样提供给MOSFETS8的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d1T。其中，双向DC-AC变换器1在图34的时刻t0-t1的工作模式与在图3的时刻t0-t1的工作模式相同，在图34的时刻t1-t3的工作模式与在图3的时刻t1-t3的工作模式相同，在图34的时刻t3-t4的工作模式与在图3的时刻t3-t4的工作模式相同，在图34的时刻t4-t6的工作模式与在图3的时刻t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。图35是图33中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图35还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS7的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d1T；提供给MOSFETS5的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d1T。其中，双向DC-AC变换器1在图35的时刻t0-t1的工作模式与在图10的时刻t0-t1的工作模式相同，在图35的时刻t1-t3的工作模式与在图10的时刻t1-t3的工作模式相同，在图35的时刻t3-t4的工作模式与在图10的时刻t3-t4的工作模式相同，在图35的时刻t4-t6的工作模式与在图10的时刻t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。在电池放电模式下，由于d2T＝0，同样可以计算出输出功率P的表达式如下：下面将结合图36-38来描述其电池充电模式的工作原理。图36是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图36所示，MOSFETS1和MOSFETS2被控制为交替导通，MOSFETS3和MOSFETS4也被控制为交替导通，给MOSFETS1和MOSFETS4提供的脉宽调制信号的时延差为零，同样给MOSFETS2和MOSFETS3提供的脉宽调制信号的时延差为零。在正半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为持续导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFETS5和MOSFETS7被控制为交替导通，MOSFETS6和MOSFETS8被控制为持续导通。图37是图36中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图37还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS2的脉宽调制信号比给MOSFETS8的脉宽调制信号延时d1’T；提供给MOSFETS1的脉宽调制信号比给MOSFETS6的脉宽调制信号延时d1’T；提供给MOSFETS8的脉宽调制信号比提供给MOSFETS1的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFETS6的脉宽调制信号比提供给MOSFETS2的脉宽调制信号延时d2’T。其中，双向DC-AC变换器1在图37的时刻t0-t1的工作模式与在图18的时刻t4-t5的工作模式相同，在图37的时刻t1-t2的工作模式与在图18的时刻t0-t1的工作模式相同，图37的时刻t2-t3的工作模式与在图18的时刻t1-t2的工作模式相同，图37的时刻t3-t4的工作模式与在图18的时刻t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。图38是图36中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图38还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFETS5的脉宽调制信号相对于MOSFETS4的脉宽调制信号延时d2’T，同样，提供给MOSFETS7的脉宽调制信号相对于MOSFETS3的脉宽调制信号延时d2’T。提供给MOSFETS3的脉宽调制信号相对于MOSFETS5的脉宽调制信号延时d1’T，提供给MOSFETS4的脉宽调制信号相对于MOSFETS7的脉宽调制信号延时d1’T。其中，双向DC-AC变换器1在图38的时刻t0-t1的工作模式与在图25的时刻t4-t5的工作模式相同，在图38的时刻t1-t2的工作模式与在图25的时刻t0-t1的工作模式相同，图38的时刻t2-t3的工作模式与在图25的时刻t1-t2的工作模式相同，图38的时刻t3-t4的工作模式与在图25的时刻t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。图39是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。图39与图1基本相同，区别在于，采用半桥逆变器21代替了图1中的全桥逆变器11。即双向DC-AC变换器2中的电容C3和电容C4依次连接在可充电电池13的正极和负极之间，且电容C3和C4相连接的形成的节点B连接至变压器Tr的一次侧的一端即非同名端。下面将结合图40-42来描述双向DC-AC变换器2的电池放电模式的工作原理。图40是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图40所示，给图39中的MOSFETS1、MOSFETS2、MOSFETS5～S8提供的脉宽调制信号与图33中给相对应的MOSFET提供的脉宽调制信号完全相同。图41是图40中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图41还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图41的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图34的时刻t0-t1、t1-t3、t3-t4和t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。图42是图40中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图42还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图42的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图35的时刻t0-t1、t1-t3、t3-t4和t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。下面将结合图43-45来描述双向DC-AC变换器2的电池充电模式的工作原理。图43是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图43所示，给图39中的MOSFETS1、MOSFETS2、MOSFETS5～S8提供的脉宽调制信号与图36中给相对应的MOSFET提供的脉宽调制信号完全相同。图44是图43中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图44还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图44的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图37的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。图45是图43中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图45还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图45的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图38的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。图46是根据本发明第三个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。其与图1基本相同，区别在于，采用全桥AC-AC变换器32代替了图1中的半桥AC-AC变换器12，即由反向串联的MOSFETS9和MOSFETS10代替电容C1，且由反向串联的MOSFETS11和MOSFETS12代替电容C2。其中当MOSFETS5、MOSFETS7、MOSFETS9和MOSFETS11被控制为导通时，MOSFETS6、MOSFETS8、MOSFETS10和MOSFETS12构成一个全桥逆变器；以及当MOSFETS6、MOSFETS8、MOSFETS10和MOSFETS12被控制为导通时，MOSFETS5、MOSFETS7、MOSFETS9和MOSFETS11构成另一个全桥逆变器。其中，在电池放电模式下，控制装置给MOSFETS1～MOSFETS8提供如图2所示的脉宽调制信号，且给MOSFETS11和MOSFETS12提供与MOSFETS5和MOSFETS6完全相同的脉宽调制信号，给MOSFETS9和MOSFETS10提供与MOSFETS7和MOSFETS8完全相同的脉宽调制信号。在电池充电模式下，控制装置给MOSFETS1～MOSFETS8提供如图17所示的脉宽调制信号，给MOSFETS11和MOSFETS12提供与MOSFETS5和MOSFETS6完全相同的脉宽调制信号，给MOSFETS9和MOSFETS10提供与MOSFETS7和MOSFETS8完全相同的脉宽调制信号。在本发明的另一个双向DC-AC变换器中，采用电容代替图46中的MOSFETS3和MOSFETS4。在本发明的其他实施例中，电感14连接在变压器Tr的二次侧与节点D之间，或连接在变压器Tr的一次侧与节点A或B之间。在本发明的其他实施例中，双向DC-AC变换器还包括与可充电电池并联的滤波电容，用于在电池充电模式下进行高频滤波，有效保护可充电电池。在本发明的其他实施例中，采用绝缘栅双极型晶体管代替上述实施例中的MOSFET。虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

权利要求：1.一种双向DC-AC变换器，其特征在于，包括：全桥或半桥逆变器；变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；AC-AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及电感，其连接至所述变压器的一次侧与所述全桥或半桥逆变器的交流端之间，或连接至所述变压器的二次侧与所述AC-AC变换器的第一交流端之间。2.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述AC-AC变换器为两个串联连接的双向可控开关管和两个串联连接的电容构成的半桥AC-AC变换器，所述两个串联连接的双向可控开关管所形成的节点和所述两个串联连接的电容所形成的节点作为所述第一交流端。3.根据权利要求2所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述两个串联连接的双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。4.根据权利要求3所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器。5.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述AC-AC变换器为四个双向可控开关管构成的全桥AC-AC变换器，所述全桥AC-AC变换器的两个桥臂的节点作为所述第一交流端。6.根据权利要求5所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述四个双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。7.根据权利要求6所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述全桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，反向串联的第七开关管和第八开关管，反向串联的第九开关管和第十开关管，反向串联的第十一开关管和第十二开关管；其中当所述第五、第七、第九和第十一开关管被控制为导通时，所述第六、第八、第十和第十二开关管构成第一全桥逆变器，以及当所述第六、第八、第十和第十二开关管被控制为导通时，所述第五、第七、第九和第十一开关管构成第二全桥逆变器。8.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述双向DC-AC变换器还包括连接在所述全桥或半桥逆变器的直流端之间的滤波电容。9.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述双向DC-AC变换器还包括控制装置，其用于：当交流电源故障时，控制所述全桥或半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥或半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。10.一种用于如权利要求1所述的双向DC-AC变换器的控制方法，所述全桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，以及依次连接在其直流端的第三开关管和第四开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。11.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段。12.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，在正半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；在负半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段。13.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段。14.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段。15.根据权利要求9所述的控制方法，所述半桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。16.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段。17.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段。

百度查询： 伊顿制造(格拉斯哥)有限合伙莫尔日分支机构 双向DC-AC变换器及其控制方法

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