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申请/专利权人：东南大学

摘要：本发明提供了一种适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，设计了一个具有循环结构的同步参考信号用于发送，在接收端利用简单的相关方法就可以估计出整数倍频偏，极大地降低了计算复杂度，同时保证估计性能不变。本发明既适用于下一代通信系统中可能采用的UFMC波形技术，又适于其它多载波系统，如滤波器组多载波FBMC，广义频分复用GDMC等。本发明的频偏估计方法也可适用于这些有滤波器的新波形技术。此外，本发明同样适用于传统的波形，如OFDM等。

主权项：1.适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤1，系统根据信道相干带宽BC，设置恒包络零自相关CAZAC序列的长度LC，使Δf·LC＜BC，并配置同步参考信号放置的子带，其中Δf表示子载波带宽；步骤2，发送端产生长度为LC的CAZAC序列，并用三个相同的该序列组成同步参考信号，相邻放置到指定的子带上；步骤3，发送端对子带做N点的傅立叶反变换变换到时域，并通过滤波器形成UFMC信号；发送端连续发送该UFMC信号两次；其中，N表示UFMC系统总的子载波数；步骤4，接收端取出第二个UFMC信号，补零后做2N点的傅立叶变换得到长度为2N的变换结果；取出该变换结果偶数位置上的N个数值后，能够得到频域的接收信号；步骤5，在调制同步参考信号的子带位置上取出接收信号，用本地产生的参考信号循环移位后与其相关，得到LC个相关结果；其中，模值最大的结果所对应的位移给出了频率偏移的整数部分。

全文数据：适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法技术领域本发明属于移动通信技术领域，提供了一种适用于通用滤波多载波UFMC波形的同步参考信号发送与频率偏移估计方法。背景技术在移动通信系统中，波形一直是空中接口技术中的主要关注点之一。目前商用的第四代移动通信系统4G采用了基于循环前缀的正交频分多址CP-OFDM技术作为其空中传输波形。CP-OFDM技术具有传输效率高，实现简单，易与多输入多输出MIMO结合的优点。但是，由于CP-OFDM在时域的处理中采用了矩形窗截断，故存在较高的带外泄露，更加不利于对相邻子带异步传输的支持。通用滤波多载波UFMC技术继承了CP-OFDM的优点，并通过滤波技术大幅度降低带外泄露，可有效支持相邻子带的异步传输。同时，UFMC能够根据不同业务对于波形参数的不同需求在统一的物理层平台上进行动态的选择和配置，可满足第五代移动通信系统5G在统一技术框架基础上支持不同场景差异化技术方案的需求。在UFMC系统中，相邻的子载波组成子带Sub-band，一个用户可以占用一个或多个子带，不同的用户占用不同的子带，相互之间没有干扰。然而，由于收发两端晶振的差异，会产生载波的频率偏移CFO，从而破坏子带内子载波之间以及不同子带之间的正交性。频率同步是无线通信系统能正常工作的前提。要估计频率偏移，发送端需发送同步参考信号，接收端利用该信号进行估计。通常，频率偏移经过子载波带宽归一化后包含整数部分和小数部分，而整数部分较难估计。在现有的整数频偏估计方法中，最优的方法是最小均方LS法。但是，它的实现复杂度太高，很难应用到实际系统中。发明内容为解决上述问题，本发明提出了一种适用于UFMC波形的低复杂度发送和频偏估计方法。该方法设计了一个具有循环结构的同步参考信号用于发送，在接收端利用简单的相关方法就可以估计出整数倍频偏。为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：适用于UFMC波形的同步参考信号发送方法，包括如下步骤：步骤1，系统根据信道相干带宽BC，设置恒包络零自相关CAZAC序列的长度LC，使Δf·LC＜BC，并配置同步参考信号放置的子带，其中Δf表示子载波带宽；步骤2，发送端产生长度为LC的CAZAC序列，并用三个相同的该序列组成同步参考信号，相邻放置到指定的子带上；步骤3，发送端对子带做N点的傅立叶反变换变换到时域，并通过滤波器形成UFMC信号；发送端连续发送该UFMC信号两次；其中，N表示UFMC系统总的子载波数。进一步的，所述步骤3中UFMC信号用矩阵表示如下：其中，Dm是一个N×Nm维的复数矩阵，DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换，将其变换到时域；Fm为复托普利兹矩阵。本发明还提供了适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，在上述步骤1-3的基础上还包括如下步骤：步骤4，接收端取出第二个UFMC信号，补零后做2N点的傅立叶变换得到长度为2N的变换结果；取出该变换结果偶数位置上的N个数值后，能够得到频域的接收信号；步骤5，在调制同步参考信号的子带位置上取出接收信号，用本地产生的参考信号循环移位后与其相关，得到LC个相关结果；其中，模值最大的结果所对应的位移给出了频率偏移的整数部分。进一步的，如果归一化频偏还包含小数部分，则包括步骤6：在接收端将第一个和第二个UFMC信号做相关，提取出平均后的相位信息来估计频率偏移的小数部分。进一步的，所述步骤4中，第二个UFMC信号表示如下：R＝[r0,r1,...,rN+LF-2]T在信号尾部补N-LF+1个零后得到的列向量如下：其中，LF为滤波器长度。进一步的，所述步骤5中接收信号假设如下：Y＝[y0,y1,...,yLC-1]相关运算采用如下公式：其中，n-k表示循环移位操作，即当n-k＜0时，n-k＝LC+n-k，而当n-k≥LC时，n-k＝n-k-LC。与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：1.本发明设计了一个具有循环结构的同步参考信号，在估计整数倍频偏时，采用了简单的相关方法，在保证估计性能的同时极大地降低了计算复杂度，快速可靠。2.本发明既适用于下一代通信系统中可能采用的UFMC波形技术，又适于其它多载波系统，如滤波器组多载波FBMC，广义频分复用GDMC等。本发明的频偏估计方法也可适用于这些有滤波器的新波形技术。此外，本发明同样适用于传统的波形，如OFDM等。附图说明图1是UFMC系统发送原理示意图。图2是提出的同步参考信号结构示意图。图3是UFMC时域信号的示意图。图4是本发明在归一化频偏为-3时的仿真结果。图5是本发明在归一化频偏为2时的仿真结果。具体实施方式以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。UFMC系统的信号结构和现有估计方法如下：步骤一，系统配置子带。假设一个UFMC系统在频域包含N个子载波，每个子载波的带宽为Δf，总带宽为B＝NΔf。这些子载波根据系统配置划分为M个子带Sub-band，第m个子带由Nm个相邻的子载波构成。以U＝[0,1,...,N-1]表示子载波位置组成的集合，则表示第m个子带所包含的子载波位置，并且N0+N1+…NM-1＝N。根据系统设置，这M个子带可以分配给相同用户，也可以分配给不同用户。下面假设分配给相同用户，每个子带所包含的子载波数目相同，不同用户以及不同子载波数的情况可以此类推。假设经过信号调制后，用户生成的符号向量为S＝[S0,S1,…,SN-1]T，其中，Si表示经过正交相移键控QPSK或正交幅度QAM等方法调制的符号，i＝0,1,...,N-1。发送端将S分成不重叠的M个子符号向量，分别配置在M个子带上传输。此时，第m个子带上传输的子符号向量为假设第m个子带的滤波器为fm＝[fm0,fm1,...,fmLF,m-1]，其中LF,m表示第m个子带的滤波器长度。通常，不同子带滤波器的长度和抽头系数可以不一样。但是，为了分析方便，我们这里假设选取了相同的滤波器，且长度都是LF。步骤二，发送端对子带做傅里叶反变换变换到时域，并形成UFMC信号定义一个N+LF-1×N维的复数托普利兹Toeplitz矩阵Fm，它的第一列为第一行为[fm0,01×N-1]T。如图1所示，UFMC发送信号可以用矩阵表示为：其中，Dm是一个N×Nm维的复数矩阵。假设D是一个N×N维的能量归一化后的傅立叶反变换IDFT矩阵，它的第i行第n列的元素为则Dm由D的列至列元素组成。DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换IDFT，将其变换到时域。得到的时域信号然后通过与复托普利兹矩阵Fm相乘完成滤波过程。最后，将滤波后的所有M个时域子带信号相加得到UFMC基带信号。经过子带滤波器滤波后，此时的UFMC基带信号的长度已由N个采样变成了Nt＝N+LF-1个采样。为了估计频率偏移，发送端需发送接收端已知的同步参考信号。在UFMC系统中，发送端通常连续发送两个一样的同步参考信号。步骤三，接收端对信号进行估计经过多径衰落Multipath信道之后，第二个接收到的同步参考信号可以表示为：其中，W表示Nt×1维的加性白高斯噪声向量；fd表示子载波带宽归一化后的频率偏移。E是一个由频率偏移组成的对角阵，即：由于发送的前后两个同步参考信号是一样的，所以H是一个循环移位矩阵，它的对角线元素为h0，第1行的元素为[h00…hLh-1...h1]。其中，hl表示第l根径的信道参数，且信道共有Lh-1根径，最大时延扩展为Lh-1。通过推导，[公式二]还可以表示为：其中，h＝[h0h1...hLh-1]T；表示发送信号组成的矩阵，可以写作：通常，归一化频率偏移包含整数部分和小数部分，而整数部分较难估计。在现有的频率同步方法中，最优的整数估计方法是利用来获得最小均方LS的估计结果，即：其中，是对的估计，即任意选取-N2,N2]区间内的一个整数k，得到：当取到某个k能使[公式六]中的结果最大时，该k值即为整数倍频偏fd的估计值但是，该方法的最大问题是计算复杂度太高。根据[公式五]，是一个Nt行Lh列矩阵。那么，操作需要NtLhLh次复数乘法操作和NtLhLh复数加法操作。假设UFMC系统共有1024个子载波，每个子带采用74个抽头系数的Dolph-Chebyshev有限冲激响应FIR滤波器，信道长度Lh＝37，则共需要3003586次复数乘法和加法操作。另外，矩阵求逆的计算复杂度通常为οn3量级，其中n表示矩阵的维数。那么，计算的复杂度为ο50653，再加上其它矩阵相乘的操作，接收端是几乎无法实现的。为了大幅降低频率同步时的计算复杂度，本发明提出了一种同步参考信号发送与频偏估计方法，设计了一个具有循环结构的同步参考信号，发送结构如图2所示。具体的说，本方法中步骤1在包括前述步骤一的基础上，增加以下过程：系统根据信道相干带宽BC，设置恒包络零自相关CAZAC序列的长度LC，序列长度LC小于信道的相关带宽BC，即Δf·LC＜BC。在步骤1之后还包括步骤2：发送端利用CAZAC序列产生同步参考信号同步参考信号由3组相同的序列组成，每个序列都是相同的恒包络零自相关CAZAC序列，CAZAC序列的长度为LC，根据步骤1中的系统配置放置在相邻的子带，即放置在子载波位置为Um，Um+1和Um+2等处。本例假设UFMC系统共有1024个子载波，即N＝1024，相邻的12个子载波组成一个子带。每个子带采用相同的Dolph-Chebyshev滤波器，滤波器的有74个抽头系数，即LF＝74。通过滤波器后，UMFC基带信号的两边会分别出现大约37个采样点的能量上升和下降区域，称为斜坡区Rampupdown，为UFMC信号提供与OFDM系统中循环前缀CP相类似的保护作用，如图3所示。与CP-OFDM相类似，信道的最大时延扩展通常小于或等于该斜坡区的长度，否者将引起较强的符号间干扰。假设信道长度Lh＝37，信道的相干带宽可计算出大致为27个子载波，即表明信道的频域响应CFR在这27个子载波内统计意义上是几乎不变的。假设序列长度为LC＝12，小于相干带宽，且正好占用1个子带。那么，同步参考信号共占用相邻的3个子带，假设为第5，6和7个子带上。序列采用Chu序列，生成方式如下所示：此时，UFMC的第48到59个子载波，第60到71个子载波以及72到83个子载波上放置的都是[C0,C1,...,C11]。同步参考信号发送方法中步骤3同前述步骤二，即发送端对子带做N点的傅立叶反变换IDFT变换到时域，并通过滤波器形成UFMC信号；发送端连续发送该UFMC信号两次，用于接收端估计频率偏移。以下步骤为接收端对信号进行处理和频偏估计的过程。由于发送的同步参考信号具有循环结构，在接收端利用简单的相关方法就可以估计出整数倍频偏，极大地降低了计算复杂度，同时保证估计性能不变。具体包括：步骤4，接收端取出第二个UFMC信号，补零后做2N点的傅立叶变换DFT得到长度为2N的变换结果。取出该变换结果偶数位置上的N个数值后，可得到频域的接收信号。具体包括如下过程：根据[公式二]，接收信号可以表示为：R＝[r0,r1,...,rN+LF-2]T[公式九]将其尾部补上N-LF+1个零得到一个2N×1维的列向量：对做2N点的DFT变换到频域，取出该变换结果偶数位置上的N个数值后，可得到频域的UFMC接收信号。步骤5，在调制同步参考信号的子带位置上取出接收信号，用本地产生的参考信号循环移位后与其相关，得到LC个相关结果。其中，模值最大的结果所对应的位移给出了频率偏移的整数部分。具体包括如下过程：接收端需从同步参考信号的第二组序列放置的子载波位置上取出接收信号，假设为：Y＝[y0,y1,...,yLC-1][公式十一]接收端产生相同序列Cn，与接收信号Y做相关运算，得到：其中，n-k表示循环移位操作，即当n-k＜0时，n-k＝LC+n-k，而当n-k≥LC时，n-k＝n-k-LC；C*·表示C·的复数共轭。由于时域的相位旋转会使频域信号产生位移，通过在接收端检测出频域参考序列的移位便可估计出时域的整数倍频率偏移。LC个相关结果中，模值最大的结果所对应的位移给出了频率偏移的整数部分。本发明通过构造三组相同的序列，使中间的第二组序列不论往右移还是往左移都能产生循环移位的效果。最后，再利用CAZAC序列的零自相关特性，可以方便的估计出位移的子载波数，从而大大降低算法的复杂度。图4和5分别给出了本发明的两个仿真结果。仿真条件如下：UFMC系统共有1024个子载波，即N＝1024，相邻的12个子载波组成一个子带。用户占用第5，6和7个子带，采用[公式八]产生的序列。每个子带采用相同的Dolph-Chebyshev有限冲激响应FIR滤波器，滤波器的有74个抽头系数，旁瓣衰减为40dB。多径衰落信道有16根径，即L＝16，每根径的时延分别为0,2,4,...,30个采样，且每径功率服从负指数分布其中l＝1,2,…,16。在仿真中，我们假设信号的平均功率为1，并且不考虑噪声的影响。在图4和5中，假设归一化频偏分别是-3个和2个子载波。由图4和图5可见，本发明提出的方法通过相关运算准确地估计出了频偏，并极大地降低了实现复杂度。另外，由于在相关带宽内，信道只是在统计意义上是不变的，所以在图4和5中，其它位移处的相关值不为零。但由于其值很小，并不影响估计结果。需要注意的是，如果归一化频偏还包含小数部分，可采用传统的时域相关方法来估计。即包括步骤6，在接收端将第一个和第二个UFMC信号做相关，提取出平均后的相位信息来估计频率偏移的小数部分。由于发送的两个同步参考信号是一样的，可以将这两个信号做相关，提取出平均后的相位信息来估计频率偏移的小数部分，即其中，r0k和r1k分别表示第一个和第二个UFMC同步参考信号的第k个时域采样；arg[·]表示取相位角操作。小数部分的估计与整数部分的估计是独立分开的，可以在整数估计前，也可以在整数估计后。本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

权利要求：1.适用于UFMC波形的同步参考信号发送方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤1，系统根据信道相干带宽BC，设置恒包络零自相关CAZAC序列的长度LC，使Δf·LC＜BC，并配置同步参考信号放置的子带，其中Δf表示子载波带宽；步骤2，发送端产生长度为LC的CAZAC序列，并用三个相同的该序列组成同步参考信号，相邻放置到指定的子带上；步骤3，发送端对子带做N点的傅立叶反变换变换到时域，并通过滤波器形成UFMC信号；发送端连续发送该UFMC信号两次；其中，N表示UFMC系统总的子载波数。2.根据权利要求1所述的适用于UFMC波形的同步参考信号发送方法，其特征在于，所述步骤3中UFMC信号用矩阵表示如下：其中，Dm是一个N×Nm维的复数矩阵，DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换，将其变换到时域；Fm为复托普利兹矩阵。3.适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，其特征在于，包括如权利要求1或2所述的发送方法中的步骤，还包括如下步骤：步骤4，接收端取出第二个UFMC信号，补零后做2N点的傅立叶变换得到长度为2N的变换结果；取出该变换结果偶数位置上的N个数值后，能够得到频域的接收信号；步骤5，在调制同步参考信号的子带位置上取出接收信号，用本地产生的参考信号循环移位后与其相关，得到LC个相关结果；其中，模值最大的结果所对应的位移给出了频率偏移的整数部分。4.根据权利要求3所述的适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，其特征在于，如果归一化频偏还包含小数部分，则包括步骤6：在接收端将第一个和第二个UFMC信号做相关，提取出平均后的相位信息来估计频率偏移的小数部分。5.根据权利要求3所述的适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，其特征在于，所述步骤4中，第二个UFMC信号表示如下：R＝[r0,r1,...,rN+LF-2]T在信号尾部补N-LF+1个零后得到的列向量如下：其中，LF为滤波器长度。6.根据权利要求3所述的适用于UFMC波形的同步参考信号发送与频偏估计方法，其特征在于，所述步骤5中接收信号假设如下：Y＝[y0,y1,...,yLC-1]相关运算采用如下公式：其中，n-k表示循环移位操作，即当n-k＜0时，n-k＝LC+n-k，而当n-k≥LC时，n-k＝n-k-LC。

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