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申请/专利权人：上海海栎创科技股份有限公司

摘要：本发明揭示了一种高精度片上振荡器，本发明提供的高精度片上振荡器中，使用开关电容等效电阻模块，利用振荡器时钟输出实现了片上电阻即获得等效阻抗，然后利用参考电压实现电压电流转化，获得与时钟频率成比例的电流，简称比例电流。将参考电流同比例电流进行比较，利用比较结果负反馈动态调整时钟振荡模块的初始时钟信号的振荡频率，从而实现了高精度的片上时钟输出。本发明可以降低硅片面积，在实现高精度时钟信号产生的同时，降低了芯片的成本和功耗。

主权项：1.一种高精度片上振荡器，其特征在于，包括：电压电流产生模块，时钟信号处理模块，开关电容等效电阻模块，时钟频率-电流转换模块，电流比较模块，以及时钟振荡模块；所述时钟信号处理模块依据所述时钟振荡模块的初始时钟信号产生两相非重叠开关信号，传递至所述开关电容等效电阻模块获得等效阻抗，所述等效阻抗结合所述电压电流产生模块产生的参考电压在所述时钟频率-电流转换模块获得比例电流，所述比例电流与所述电压电流产生模块产生的参考电流在所述电流比较模块获得比较结果，所述比较结果负反馈动态控制所述时钟振荡模块的初始信号的振荡频率；所述开关电容等效电阻模块包括第一电容和第二电容，所述第一电容和第二电容对称设置，在两相非重叠时钟开关信号的控制下，实现全双工开关电容电路；所述振荡频率为fclk，周期为Tclk，第一电容和第二电容的容值均为Cs，所述两相非重叠时钟开关信号导通时间为Tclk2，电荷量为Q，电流为I，参考电压为Vref，那么所述开关电容等效电阻模块等效阻抗Z计算如下：

全文数据：高精度片上振荡器技术领域本发明涉及集成电路领域，特别是涉及一种高精度片上振荡器。背景技术片上振荡器就像电子系统中的电源一样无处不在，有人认为它们的重要性等同于电源，在任何需要时序信号的产品中都能发现它们的应用。因此，对片上振荡器的研究也一直从未停顿。现有技术“KrishnakumarSundaresan,KeithC.Brouse,KongpopU-Yen,FarrokhAyazi,PhillipE.Allen.‘A7-MHzProcess,TemperatureandSupplyCompensatedClockOscillatorin0.25μmCMOS’”研究了一种传统弛豫振荡器，其时钟周期是由电容充电时间，比较器延迟等构成。其中电容充放电时间是时钟周期的主要部分。为了获得稳定的充放电时间，需要精确的判别电压和精确的充电电流来保证充电时间不随电源电压、温度而变化，从而得到稳定的片上时钟信号。但传统的技术并没有根据时钟信号来动态地调整决定时钟周期的电气参数：判别电压和充电电流。中国专利CN102882471A，CN102882471B中采用了反馈技术，将时钟频率转换为电压，然后通过积分电路，实现对压控振荡器的频率控制。如果为流控振荡器，需要将积分电压输出转换为电流，来控制ICOI-controlledoscillator，流控振荡器的振荡频率。由于输出频率与压控电压或者电流的绝对值成比例，所以该技术中的电压-电流转换，以及积分器参考输入端需要使用精确的基准电压。此外在ICO架构中还会多一次电压到电流的转换，增加了成本和电路复杂度。发明内容本发明的目的在于，提供一种高精度片上振荡器，实现高精度的片上时钟输出，同时，降低芯片的成本和功耗。为解决上述技术问题，本发明提供一种高精度片上振荡器，包括：电压电流产生模块，时钟信号处理模块，开关电容等效电阻模块，时钟频率-电流转换模块，电流比较模块，以及时钟振荡模块；所述时钟信号处理模块依据所述时钟振荡模块的初始时钟信号产生两相非重叠开关信号，传递至所述开关电容等效电阻模块获得等效阻抗，所述等效阻抗结合所述电压电流产生模块产生的参考电压在所述时钟频率-电流转换模块获得比例电流，所述比例电流与所述电压电流产生模块产生的参考电流在所述电流比较模块获得比较结果，所述比较结果负反馈动态控制所述时钟振荡模块的初始信号的振荡频率。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，电压电流产生模块包括：NMOS管MNAT0，NMOS管MNAT1，NMOS管MNAT0的源极接地，漏极连接栅极，且漏极还连接至多个串联的电阻的一端，所述多个串联的电阻的另一端接电源电压，参考电压自电阻串中的一个节点引出，NMOS管MNAT1的源极接地，栅极连接NMOS管MNAT0的栅极，PMOS管MP0的栅极和PMOS管MP1的栅极连接至NMOS管MNAT1的漏极，PMOS管MP0的源极和PMOS管MP1的源极接电源电压，PMOS管MP0的漏极接PMOS管MP2的源极，PMOS管MP1的漏极接PMOS管MP3的源极，PMOS管MP2的栅极和PMOS管MP3的栅极接第一偏置电压，PMOS管MP2的漏极接NMOS管MNAT1的漏极，由此在PMOS管MP3的漏极引出参考电流。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述时钟信号处理模块产生占空比为50％的输出时钟信号，并依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述时钟信号处理模块包括时钟占空比调节模块和非重叠开关信号产生模块，所述时钟占空比调节模块产生占空比为50％的输出时钟信号，所述非重叠开关信号产生模块依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述开关电容等效电阻模块包括第一终端，第二终端，NMOS管MN0，NMOS管MN1，NMOS管MN2，NMOS管MN3，第一电容和第二电容；所述NMOS管MN0的漏极和所述NMOS管MN1的漏极连接至所述第一终端，所述NMOS管MN0的源极、所述NMOS管MN2的漏极和所述第一电容的一端相连接，所述NMOS管MN1的源极、所述NMOS管MN3的漏极和所述第二电容的一端相连接，所述NMOS管MN2的源极、所述NMOS管MN3的源极、所述第一电容的另一端和所述第二电容的另一端连接至所述第二终端，所述NMOS管MN0的栅极和所述NMOS管MN3的栅极连接一相时钟开关信号，所述NMOS管MN1的栅极和所述NMOS管MN2的栅极连接另一相时钟开关信号。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述振荡频率为fclk，周期为Tclk，第一电容和第二电容的容值均为Cs，所述两相非重叠时钟开关信号导通时间为Tclk2，电荷量为Q，电流为I，参考电压为Vref，那么第一终端与第二终端之间等效阻抗Z计算如下：Q＝CS*Vref，可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述时钟频率-电流转换模块包括NMOS管MN4、PMOS管MP4、PMOS管MP5、放大器和开关电容等效电阻，所述NMOS管MN4的栅极连接所述放大器的输出端，所述NMOS管MN4的源极连接所述放大器的负输入端和所述开关电容等效电阻的一端，所述开关电容等效电阻的另一端接地，所述两相非重叠时钟开关信号，经过所述开关电容等效电阻施加在所述放大器的负输入端，所述放大器的正输入端连接所述电压电流产生模块产生的参考电压Vref，所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极和栅极，所述PMOS管MP4的源极连接电源电压，所述PMOS管MP4的栅极还连接所述PMOS管MP5的栅极，所述PMOS管MP5的源极连接电源电压，所述PMOS管MP5的源极输出所述比例电流；则有其中Iclk为所述比例电流。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述电流比较模块包括NMOS管MN5、NMOS管MN6、NMOS管MN7、NMOS管MN8、NMOS管MN9、PMOS管MP6和PMOS管MP7，所述NMOS管MN7的漏极接入偏置电流，所述NMOS管MN5的源极连接所述NMOS管MN6的漏极，所述NMOS管MN5的栅极连接自身漏极和所述NMOS管MN6的栅极，产生所述NMOS管MN6栅极的第二偏置电压，所述NMOS管MN6的源极接地，所述NMOS管MN7的漏极接入参考电流，所述NMOS管MN7的栅极连接自身漏极，所述NMOS管MN7的源极接地，所述NMOS管MN8的栅极连接所述NMOS管MN7的栅极，所述NMOS管MN8的源极接地，所述NMOS管MN8的漏极连接所述NMOS管MN9的源极，所述NMOS管MN9的栅极连接所述第二偏置电压，所述NMOS管MN9的漏极连接和所述PMOS管MP6的漏极，所述PMOS管MP6的源极连接电源电压，所述PMOS管MP6的栅极连接所述PMOS管MP7的栅极，所述PMOS管MP7的源极连接电源电压，所述PMOS管MP7的漏极连接自身栅极并接地，所述比例电流接入所述PMOS管MP7的漏极，由此，实现参考电流和比例电流的比较，并且在NMOS管MN9和所述PMOS管MP6之间引出第三偏置电压。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，所述时钟振荡模块包括N个依次输入端和输出端相连的倒相放大器，N个第三电容，所述第三电容与所述倒相放大器一一对应，每个第三电容的一端连接相对应的一个倒相放大器的输出端，每个第三电容的另一端接地，所述第N个倒相放大器的输出端连接与非门的一个输入端，所述与非门的另一个输入端使能，所述与非门的输出端产生所述初始信号，每个所述倒相放大器的一个偏置端接入第三偏置电压，另一偏置端接第四偏置电压。可选的，对于所述的高精度片上振荡器，Iclk＝K0*Iref，Vref＝K2*R*Iref，Iclk＝2Cs*fckl*Vref,K0*Iref＝2Cs*fclk*K2*R*Iref,其中K0、K1、K2为常数，VDD为电源电压，R为电阻。本发明提供的高精度片上振荡器中，使用开关电容等效电阻模块，利用振荡器时钟输出实现了片上电阻即获得等效阻抗，然后利用参考电压实现电压电流转化，获得与时钟频率成比例的电流，简称比例电流，再将参考电流同比例电流进行比较，利用比较结果负反馈动态调整时钟振荡模块的初始时钟信号的振荡频率，从而实现了高精度的片上时钟输出。本发明消除了传统高精度片上振荡器对高精度带隙基准电压、高精度基准电流的需求，因此可以不需要带隙基准源，从而可以降低硅片面积，也消除了对应结构的大静态功耗，实现高精度时钟信号产生的同时，降低了芯片的成本和功耗。附图说明图1为现有技术中参考电压、参考电流产生模块的示意图；图2为本发明一实施例中高精度片上振荡器的示意图；图3为本发明一实施例中电压电流产生模块的示意图；图4为本发明一实施例中时钟信号处理模块的示意图；图5为本发明一实施例中开关电容等效电阻模块的示意图；图6为本发明一实施例中时钟频率-电流转换模块的示意图；图7为本发明一实施例中电流比较模块的示意图；图8为本发明一实施例中时钟振荡模块的示意图。具体实施方式下面将结合示意图对本发明的高精度片上振荡器进行更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以修改在此描述的本发明，而仍然实现本发明的有利效果。因此，下列描述应当被理解为对于本领域技术人员的广泛知道，而并不作为对本发明的限制。在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。如图1示出了现有技术中参考电压、参考电流产生模块的示意图。包括两个三极管Q0、Q1，三极管的基极和集电极接地，三极管Q0的发射极通过两个串联的电阻R0、R2与PMOS管T0的漏极连接，三极管Q1的发射极则通过电阻R1与PMOS管T1的源极连接，还包括多个与PMOS管T0、T1共栅极的其他PMOS管T2……Tn+2，其中参考电压VREF自电阻R0电阻串中间引出，参考电流则可以分别从PMOS管MP2……MPn+2的源极引出。但是为了获得较为稳定的参考电压和参考电流，需要加入箝位放大器clamp-amp，正输入端设置在电阻R0与电阻R1之间，负输入端设置在电阻R1与三极管Q1发射极之间，输出端设置在PMOS管的栅极。发明人研究后发现，这样的结构臃肿复杂，功耗大，占据面积大。为改善这一状况，本发明提出了一种高精度片上振荡器。如图2所示，本发明实施例的高精度片上振荡器，包括：电压电流产生模块，时钟信号处理模块，开关电容等效电阻模块，时钟频率-电流转换模块，电流比较模块，以及时钟振荡模块；所述时钟信号处理模块依据所述时钟振荡模块的初始信号产生两相非重叠开关信号，传递至所述开关电容等效电阻模块获得等效阻抗，所述等效阻抗结合所述电压电流产生模块产生的参考电压在所述时钟频率-电流转换模块获得比例电流，所述比例电流与所述电压电流产生模块产生的参考电流在所述电流比较模块获得比较结果，所述比较结果负反馈动态调整所述时钟振荡模块的初始时钟信号的振荡频率。本发明主要通过将所述时钟振荡模块的输出转换成对应比例的比例电流，通过与参考电流比较，给出误差信号即比较结果动态反馈控制调整所述时钟振荡模块的输出时钟频率。在工艺方面的偏差可以通过微调器件参数实现矫正，而由温度和电压引起的时钟偏差和抖动在本发明中通过对时钟频率的动态监测和反馈来实时矫正，实现了很好的时钟精度。具体实现方案如下：1通过时钟信号处理模块产生占空比为50％的输出时钟信号，并由该输出时钟信号产生两相非重叠时钟开关信号；2产生的所述两相非重叠时钟开关信号控制开关电容等效电阻模块，实现一个与时钟频率相关的开关电容的等效阻抗；3将等效阻抗结合所述电压电流产生模块产生的参考电压应用在所述时钟频率-电流转换模块中，产生一个与时钟频率相关的电流信号，该电流信号称之为比例电流，将比例电流与参考电流比较，产生的误差信号即比较结果动态反馈控制调整时所述时钟振荡模块的输出时钟频率。当振荡频率增加，等效阻抗降低，对应比例电流增加，该比例电流大于参考电流，输出误差信号电平增加，如果该误差信号控制时钟振荡模块的P型器件，那么振荡频率将会降低。反之亦然。总之，该误差信号总是负反馈动态调整输出时钟信号的振荡频率，直至输出误差信号接近于0，此时，振荡频率几乎完美接近于目标时钟频率。当扰动因素再次影响时钟频率平衡时，负反馈会再次起作用，直至时钟频率稳定。经实际测试发现，振荡频率的稳定度在0.5％以下。并且，由上文描述可知，本发明中并不需要如图1中所示的箝位放大器，实际占用面积可以降低50％～75％，功率消耗也降低50％以上。例如，若开关电容等效电阻模块采用MIM电容或者MOM电容，可以借助于顶层金属或者次顶层金属实现，不额外占用芯片成本。下面举例说明本发明中各个模块的具体结构，本领域技术人员在以下描述的基础上，可以灵活进行调整和改善。在下文图中，各个器件的标号可以按照本领域常规认知理解，例如“MP*”可以表示PMOS晶体管，“*”为序号，例如R即表示电阻，等等。如图3所示，本发明一个实施例中，电压电流产生模块主要包括：NMOS管MNAT0，NMOS管MNAT1，NMOS管MNAT0的源极接地，漏极连接栅极，且漏极还连接至多个图中为n个，n＝1，2，3……串联的电阻的一端，所述多个电阻可以一致，所述多个串联的电阻的另一端接电源电压，由此通过电阻实现分压，参考电压Vref自电阻串中的一个节点引出，依据实际需求，该节点可调节。NMOS管MNAT1的源极接地，栅极连接NMOS管MNAT0的栅极，由此实现镜像。PMOS管MP0的栅极和PMOS管MP1的栅极连接至NMOS管MNAT1的漏极，PMOS管MP0的源极和PMOS管MP1的源极接电源电压，PMOS管MP0的漏极接PMOS管MP2的源极，PMOS管MP1的漏极接PMOS管MP3的源极，PMOS管MP2的栅极和PMOS管MP3的栅极接第一偏置电压VCSP，PMOS管MP2的漏极接NMOS管MNAT1的漏极，由此在PMOS管MP3的漏极引出参考电流Iref。可见，本发明中的电压电流产生模块并不需要箝位放大器，参考电压，参考电流的分压电阻仅与电阻比例有关，与绝对值无关，可以使用较小宽度的电阻，只要电阻总面积满足匹配要求即可。在本发明中，所述时钟信号处理模块产生占空比为50％的输出时钟信号，并依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号。具体的，请参考图4，所述时钟信号处理模块包括时钟占空比调节模块和非重叠开关信号产生模块，所述时钟占空比调节模块产生占空比为50％的输出时钟信号，所述非重叠开关信号产生模块依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号Sw0、Sw1。所述时钟信号处理模块包括时钟占空比调节模块和非重叠开关信号产生模块的具体结构此处不进行举例，本领域技术人员在上述需求下，可以很容易提供出具体设计结构。请参考图5，在本发明一个实施例中，所述开关电容等效电阻模块包括第一终端A，第二终端B，NMOS管MN0，NMOS管MN1，NMOS管MN2，NMOS管MN3，第一电容C0和第二电容C1；所述NMOS管MN0的漏极和所述NMOS管MN1的漏极连接至所述第一终端A，所述NMOS管MN1的源极、所述NMOS管MN2的漏极和所述第一电容C0的一端相连接，所述NMOS管MN1的源极、所述NMOS管MN3的漏极和所述第二电容C1的一端相连接，所述NMOS管MN2的源极、所述NMOS管MN3的源极、所述第一电容C0的另一端和所述第二电容C1的另一端连接至所述第二终端B，所述NMOS管MN0的栅极和所述NMOS管MN3的栅极连接一相时钟开关信号Sw0，所述NMOS管MN1的栅极和所述NMOS管MN2的栅极连接另一相时钟开关信号Sw1。因此，若记所述振荡频率为fclk，周期为Tclk，第一电容和第二电容的容值均为Cs，所述两相非重叠时钟开关信号导通时间为Tclk2，电荷量为Q，电流为I，参考电压为Vref，那么第一终端与第二终端之间等效阻抗Z计算如下：Q＝CS*Vref，接着，请参考图6，在本发明一个实施例中，所述时钟频率-电流转换模块包括NMOS管MN4、PMOS管MP4、PMOS管MP5、放大器AMP0和开关电容等效电阻R0，所述开关电容等效电阻R0即为例如图5所示的开关电容等效电阻模块的等效阻抗，其值为上述的Z，所述NMOS管MN4的栅极连接所述放大器的输出端，所述NMOS管MN4的源极连接所述放大器AMP0的负输入端和所述开关电容等效电阻R0的一端，所述开关电容等效电阻R0的另一端接地，所述两相非重叠时钟开关信号Sw0，Sw1经过所述开关电容等效电阻R0施加在所述放大器AMP0的负输入端，所述放大器AMP0的正输入端连接所述电压电流产生模块产生的参考电压Vref，所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极和栅极，所述PMOS管MP4的源极连接电源电压，所述PMOS管MP4的栅极还连接所述PMOS管MP5的栅极，所述PMOS管MP5的源极连接电源电压，所述PMOS管MP5的漏极输出所述比例电流Iclk；则有接着，请参考图7，在本发明一个实施例中，所述电流比较模块包括NMOS管MN5、NMOS管MN6、NMOS管MN7、NMOS管MN8、NMOS管MN9、PMOS管MP6和PMOS管MP7，所述NMOS管MN7的漏极接入偏置电流Ibias，所述NMOS管MN5的源极连接所述NMOS管MN6的漏极，所述NMOS管MN5的栅极连接自身漏极和所述NMOS管MN6的栅极，产生所述NMOS管MN6栅极的第二偏置电压VSCN以N型Cascode器件为例，所述NMOS管MN6的源极接地，所述NMOS管MN7的漏极接入参考电流Iref，所述NMOS管MN7的栅极连接自身漏极，所述NMOS管MN7的源极接地，所述NMOS管MN8的栅极连接所述NMOS管MN7的栅极，所述NMOS管MN8的源极接地，所述NMOS管MN8的漏极连接所述NMOS管MN9的源极，所述NMOS管MN9的栅极连接所述第二偏置电压，所述NMOS管MN9的漏极连接和所述PMOS管MP6的漏极，所述PMOS管MP6的源极连接电源电压，所述PMOS管MP6的栅极连接所述PMOS管MP7的栅极，所述PMOS管MP7的源极连接电源电压，所述PMOS管MP7的漏极连接自身栅极，所述比例电流Iclk接入所述PMOS管MP7的漏极。由此，实现参考电流Iref和比例电流Iclk的比较，并且可以在NMOS管MN9和所述PMOS管MP6之间引出第三偏置电压VBP以P型结构为例，即P型电流源的偏置电压。请参考图8，在获得比较结果之后，第三偏置电压VBP可以施加在环形振荡器上，即在本发明一个实施例中，所述时钟振荡模块包括N个依次输入端和输出端相连的倒相放大器A1，N个第三电容C3，所述第三电容C3与所述倒相放大器A1一一对应，每个第三电容C3的一端连接相对应的一个倒相放大器A1的输出端，每个第三电容C3的另一端接地，每个所述倒相放大器A1的一个偏置端接入第三偏置电压VBP，另一偏置端接第四偏置电压VBN，所述第N个倒相放大器A1的输出端连接与非门G1的一个输入端，每个所述倒相放大器的所述与非门的另一个输入端使能EN，所述与非门的输出端产生所述初始信号CLK。可见，这样可以实现震荡时钟信号的产生，可以依据需求采用电流控制或者电压控制的情况。具体的，时钟震荡频率可以表达如下：Iclk＝K0*Iref，Vref＝K2*R*Iref，Iclk＝2Cs*fckl*Vref,K0*Iref＝2Cs*fclk*K2*R*Iref,其中K0、K1、K2为常数，仅与线路设计的电流镜像比例和器件比值相关，与器件参数绝对值无关。VDD为电源电压，R为电阻值。综上所述，本发明提供的高精度片上振荡器中，使用开关电容等效电阻模块，利用振荡器时钟输出实现了片上电阻即获得等效阻抗，然后利用参考电压实现电压电流转化，获得与时钟频率成比例的电流，简称比例电流，再将参考电流同比例电流进行比较，利用比较结果负反馈动态控制时钟振荡模块的初始信号的振荡频率，从而实现了高精度的片上时钟输出。本发明消除了传统高精度片上振荡器对高精度带隙基准电压、高精度基准电流的需求，因此可以不需要带隙基准源，从而可以降低硅片面积，也消除了传统对应结构的大静态功耗，在实现高精度时钟信号产生的同时，降低了芯片的成本和功耗。具体的，本发明的设计结构相比现有技术节省了两个比较器，也节省了两个比较器的功耗，同时节省了复杂基准系统的功率消耗。此外，本发明可实现宽频率范围的时钟信号。本发明实现的振荡器时钟周期不取决于电容的充电时间，仅与环形振荡器的延迟有关，该延迟非常小，因而可以实现很宽频率的时钟信号。本发明还可以多种方式进行时钟精度的矫正：例如可通过矫正分压电阻、开关电容的大小、镜像电流的比例来实现时钟频率矫正。本发明通过实时动态反馈技术，实现时钟频率的动态调整，提高时钟抗电源电压、温度等外界因素的干扰能力。显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

权利要求：1.一种高精度片上振荡器，其特征在于，包括：电压电流产生模块，时钟信号处理模块，开关电容等效电阻模块，时钟频率-电流转换模块，电流比较模块，以及时钟振荡模块；所述时钟信号处理模块依据所述时钟振荡模块的初始时钟信号产生两相非重叠开关信号，传递至所述开关电容等效电阻模块获得等效阻抗，所述等效阻抗结合所述电压电流产生模块产生的参考电压在所述时钟频率-电流转换模块获得比例电流，所述比例电流与所述电压电流产生模块产生的参考电流在所述电流比较模块获得比较结果，所述比较结果负反馈动态控制所述时钟振荡模块的初始信号的振荡频率。2.如权利要求1所述的高精度片上振荡器，其特征在于，电压电流产生模块包括：NMOS管MNAT0，NMOS管MNAT1，NMOS管MNAT0的源极接地，漏极连接栅极，且漏极还连接至多个串联的电阻的一端，所述多个串联的电阻的另一端接电源电压，参考电压自电阻串中的一个节点引出，NMOS管MNAT1的源极接地，栅极连接NMOS管MNAT0的栅极，PMOS管MP0的栅极和PMOS管MP1的栅极连接至NMOS管MNAT1的漏极，PMOS管MP0的源极和PMOS管MP1的源极接电源电压，PMOS管MP0的漏极接PMOS管MP2的源极，PMOS管MP1的漏极接PMOS管MP3的源极，PMOS管MP2的栅极和PMOS管MP3的栅极接第一偏置电压，PMOS管MP2的漏极接NMOS管MNAT1的漏极，由此在PMOS管MP3的漏极引出参考电流。3.如权利要求1或2所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述时钟信号处理模块产生占空比为50％的输出时钟信号，并依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号。4.如权利要求3所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述时钟信号处理模块包括时钟占空比调节模块和非重叠开关信号产生模块，所述时钟占空比调节模块产生占空比为50％的输出时钟信号，所述非重叠开关信号产生模块依据所述输出时钟信号产生所述两相非重叠时钟开关信号。5.如权利要求1所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述开关电容等效电阻模块包括第一终端，第二终端，NMOS管MN0，NMOS管MN1，NMOS管MN2，NMOS管MN3，第一电容和第二电容；所述NMOS管MN0的漏极和所述NMOS管MN1的漏极连接至所述第一终端，所述NMOS管MN0的源极、所述NMOS管MN2的漏极和所述第一电容的一端相连接，所述NMOS管MN1的源极、所述NMOS管MN3的漏极和所述第二电容的一端相连接，所述NMOS管MN2的源极、所述NMOS管MN3的源极、所述第一电容的另一端和所述第二电容的另一端连接至所述第二终端，所述NMOS管MN0的栅极和所述NMOS管MN3的栅极连接一相时钟开关信号，所述NMOS管MN1的栅极和所述NMOS管MN2的栅极连接另一相时钟开关信号。6.如权利要求5所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述振荡频率为fclk，周期为Tclk，第一电容和第二电容的容值均为Cs，所述两相非重叠时钟开关信号导通时间为Tclk2，电荷量为Q，电流为I，参考电压为Vref，那么第一终端与第二终端之间等效阻抗Z计算如下：Q＝CS*Vref，7.如权利要求6所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述时钟频率-电流转换模块包括NMOS管MN4、PMOS管MP4、PMOS管MP5、放大器和开关电容等效电阻，所述NMOS管MN4的栅极连接所述放大器的输出端，所述NMOS管MN4的源极连接所述放大器的负输入端和所述开关电容等效电阻的一端，所述开关电容等效电阻的另一端接地，所述两相非重叠时钟开关信号，经过所述开关电容等效电阻施加在所述放大器的负输入端，所述放大器的正输入端连接所述电压电流产生模块产生的参考电压Vref，所述NMOS管MN4的漏极连接所述PMOS管MP4的漏极和栅极，所述PMOS管MP4的源极连接电源电压，所述PMOS管MP4的栅极还连接所述PMOS管MP5的栅极，所述PMOS管MP5的源极连接电源电压，所述PMOS管MP5的源极输出所述比例电流；则有其中Iclk为所述比例电流。8.如权利要求7所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述电流比较模块包括NMOS管MN5、NMOS管MN6、NMOS管MN7、NMOS管MN8、NMOS管MN9、PMOS管MP6和PMOS管MP7，所述NMOS管MN7的漏极接入偏置电流，所述NMOS管MN5的源极连接所述NMOS管MN6的漏极，所述NMOS管MN5的栅极连接自身漏极和所述NMOS管MN6的栅极，产生所述NMOS管MN6栅极的第二偏置电压，所述NMOS管MN6的源极接地，所述NMOS管MN7的漏极接入参考电流，所述NMOS管MN7的栅极连接自身漏极，所述NMOS管MN7的源极接地，所述NMOS管MN8的栅极连接所述NMOS管MN7的栅极，所述NMOS管MN8的源极接地，所述NMOS管MN8的漏极连接所述NMOS管MN9的源极，所述NMOS管MN9的栅极连接所述第二偏置电压，所述NMOS管MN9的漏极连接和所述PMOS管MP6的漏极，所述PMOS管MP6的源极连接电源电压，所述PMOS管MP6的栅极连接所述PMOS管MP7的栅极，所述PMOS管MP7的源极连接电源电压，所述PMOS管MP7的漏极连接自身栅极并接地，所述比例电流接入所述PMOS管MP7的漏极，由此，实现参考电流和比例电流的比较，并且在NMOS管MN9和所述PMOS管MP6之间引出第三偏置电压。9.如权利要求8所述的高精度片上振荡器，其特征在于，所述时钟振荡模块包括N个依次输入端和输出端相连的倒相放大器，N个第三电容，所述第三电容与所述倒相放大器一一对应，每个第三电容的一端连接相对应的一个倒相放大器的输出端，每个第三电容的另一端接地，所述第N个倒相放大器的输出端连接与非门的一个输入端，所述与非门的另一个输入端使能，所述与非门的输出端产生所述初始信号，每个所述倒相放大器的一个偏置端接入第三偏置电压，另一偏置端接第四偏置电压。10.如权利要求9所述的高精度片上振荡器，其特征在于，Iclk＝K0*Iref,Vref＝K2*R*Iref,Iclk＝2Cs*fckl*Vref,K0*Iref＝2Cs*fclk*K2*R*Iref,其中K0、K1、K2为常数，VDD为电源电压，R为电阻。

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