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龙图腾网恭喜哈尔滨工业大学申请的专利双相交错交流链变换器拓扑及其定频准峰值电流控制方法获国家发明授权专利权，本发明授权专利权由国家知识产权局授予，授权公告号为：CN118763897B 。

龙图腾网通过国家知识产权局官网在2025-03-11发布的发明授权授权公告中获悉：该发明授权的专利申请号/专利号为：202410787079.0，技术领域涉及：H02M3/158；该发明授权双相交错交流链变换器拓扑及其定频准峰值电流控制方法是由徐殿国;温兆亮设计研发完成，并于2024-06-18向国家知识产权局提交的专利申请。

本双相交错交流链变换器拓扑及其定频准峰值电流控制方法在说明书摘要公布了：本发明公开了一种双相交错交流链变换器拓扑及其定频准峰值电流控制方法，所述变换器拓扑包括两相交错Buck‑Boost结构、串联谐振槽和支撑电容Cv，其中：所述两相交错Buck‑Boost结构由开关器件Q1～Q8、电感L1～L2构成，所述串联谐振槽由谐振电感Lr、谐振电容Cr以及变压器构成；所述串联谐振槽具有多个副边绕组及其整流电路构成多相并联输出；所述支撑电容Cv并联在两相交错Buck‑Boost结构的两后桥臂两端，为串联谐振槽提供支撑电压。本发明的双相交错交流链变换器实现了将斩波电路与谐振电路相结合，电路拓扑具有斩波电路易于调压和谐振电路易于实现软开关及磁集成的优势。

本发明授权双相交错交流链变换器拓扑及其定频准峰值电流控制方法在权利要求书中公布了：1.一种双相交错交流链变换器拓扑的定频准峰值电流控制方法，其特征在于所述变换器拓扑包括两相交错Buck-Boost结构、串联谐振槽和支撑电容Cv，其中：所述两相交错Buck-Boost结构由开关器件Q1～Q8、电感L1～L2构成，所述串联谐振槽由谐振电感Lr、谐振电容Cr以及变压器构成；所述变换器的原边由开关器件Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6、Q7和Q8分别组成4个桥臂，电感L1的两端分别连接至Q1和Q2组成的桥臂中点、Q3和Q4组成的桥臂中点，电感L2的两端分别连接至Q5和Q6组成的桥臂中点、Q7和Q8组成的桥臂中点，上述器件共同组成两相交错Buck-Boost结构；由开关器件Q3和Q4、Q7和Q8组成的两后桥臂共同组成全桥逆变结构，在两后桥臂的中点a、b处连接串联谐振槽；所述串联谐振槽具有多个副边绕组及其整流电路构成多相并联输出；所述支撑电容Cv并联在两相交错Buck-Boost结构的两后桥臂两端，为串联谐振槽提供支撑电压；所述定频准峰值电流控制方法通过实时控制电感L1、L2的工作电流iL1、iL2的波形，达到快速调节输出电压Vo的目的，其中：所述电感L1、L2的工作电流iL1、iL2的波形被调制为四边形波，并且两者相位相差180°，波形中包含四个拐点、四个阶段；所述四个拐点分别为A、B、C、D，当输入电压低于支撑电容电压时，电感L1、L2的电流波形特征具有A点高于B点；当输入电压高于支撑电容电压时，电感L1、L2电流波形特征具有A点低于B点；当输入电压等于支撑电容电压时，电感L1、L2电流波形特征具有A点等于B点；所述四个阶段分别为输入阶段T1、输入-输出阶段T2、下降阶段T3和钳位阶段T4，电流波形DA段为输入阶段T1，AB段为输入-输出阶段T2，BC段为下降阶段T3，CD段为钳位阶段T4；所述电感L1的工作电流iL1的波形为：在输入阶段T1时间内，开关器件Q1和Q4导通，电感L1并联至输入侧电压源Vin，开始储能，待工作电流上升至A点后开关器件Q4关断，电感L1中A点电流IA和谐振槽励磁电流Im共同给开关器件Q3和Q4中的寄生电容进行充、放电，为开关器件Q3的零电压开通做准备；而后电路进入到输入-输出阶段T2，该时间段内开关器件Q1和Q3导通，电感L1与输入侧电源Vin串联向输出侧传递能量，VinVc状态下工作电流斜率为正，VinVc状态下工作电流斜率为负，Vc为支撑电容电压，待工作电流到达B点时Q1关断，电感L1中B点电流IB给开关器件Q1和Q2的寄生电容分别进行充、放电，为开关器件Q2的零电压开通做准备；继而电路进入下降阶段T3，该阶段内开关器件Q2和Q3导通，电感L1与支撑电容Cv并联，开始磁复位，为了能够实现开关器件Q1的零电压开通，此阶段内工作电流需要下降至某一负值C点，随后开关器件Q3关断，电感L1中C点电流IC和谐振槽励磁电流Im共同给开关器件Q3和Q4的寄生电容充、放电，为开关器件Q4的零电压开通做准备；钳位阶段T4时间内，开关器件Q2和Q4导通，电感不与外界产生能量交换，其内的反向环流为下一周期T1阶段开关器件Q1导通前寄生电容进行放电，从而实现开关器件Q1的零电压导通；所述电感L2的工作电流iL的波形为：电感L2每个阶段T1～T4开始相位滞后于电感L1180°，在输入阶段T1时间内，开关器件Q5和Q8导通，电感L2并联至输入侧电压源Vin，开始储能，待工作电流上升至A点后开关器件Q8关断，电感L2中A点电流IA和谐振槽励磁电流Im共同给开关器件Q7和Q8中的寄生电容进行充、放电，为开关器件Q7的零电压开通做准备；而后电路进入到输入-输出阶段T2，该时间段内开关器件Q5和Q7导通，电感L2与输入侧电源Vin串联向输出侧传递能量，VinVc状态下工作电流斜率为正，VinVc状态下工作电流斜率为负，Vc为支撑电容电压，待工作电流到达B点时Q5关断，电感L2中B点电流IB给开关器件Q5和Q6的寄生电容分别进行充、放电，为开关器件Q6的零电压开通做准备；继而电路进入下降阶段T3，该阶段内开关器件Q6和Q7导通，电感L2与支撑电容Cv并联，开始磁复位，为了能够实现开关器件Q5的零电压开通，此阶段内工作电流需要下降至某一负值C点，随后开关器件Q5关断，电感L2中C点电流IC和谐振槽励磁电流Im共同给开关器件Q7和Q8的寄生电容充、放电，为开关器件Q8的零电压开通做准备；钳位阶段T4时间内，开关器件Q6和Q8导通，电感不与外界产生能量交换，其内的反向环流为下一周期T1阶段开关器件Q5导通前寄生电容进行放电，从而实现开关器件Q5的零电压导通；所述电感L1、L2的工作电流iL1、iL2在不同输入电压下的具体调控过程如下：假设谐振槽及其副边整流电路均为理想器件，无额外损耗，支撑电容Cv在稳态时电压恒定为Vc，由于谐振槽工作在谐振频率处，其具有增益Kr，并且有Vo＝Kr·Vc；当输入电压Vin＝Vc时，电流AB段斜率为0，且DA段电流斜率绝对值等于BC段，此时工作电流波形呈等腰梯形，电源一个周期内输入电流平均值等于向支撑电容Cv输送电流平均值，即面积S1+S2等于面积S2+S3，S1为DA段电流与横坐标构成几何形状的面积，S2为AB段电流与横坐标构成几何形状的面积，S3为BC段电流与横坐标构成几何形状的面积；当输入电压VinVc时，电流AB段斜率为负，DA段电流斜率绝对值小于BC段，由于输入电压减小，输出电压会产生瞬态跌落，此时电压环输出正向累积，电压环输出Verr增大，A点电流IA增大，T2阶段时长在kVerr的作用下也同时增大，使得面积S1+S2大于面积S2+S3，k为比例系数，电源一个周期内输入电流平均值大于向支撑电容Cv输送电流平均值，从而稳定输出电压Vo；当输入电压VinVc时，电流AB段斜率为正，DA段电流斜率绝对值大于BC段，由于输入电压增大，输出电压会产生瞬态过冲，此时电压环输出负向累积，Verr减小，A点电流IA减小，T2阶段时长在kVerr的作用下也同时减小，使得面积S1+S2小于面积S2+S3，即电源一个周期内输入电流平均值小于向支撑电容Cv输送电流平均值，进而实现稳定输出电压Vo；所述电感L1、L2的工作电流iL1、iL2在不同负载电流Io下存在三种工作状态：当负载电流较大时，iL1和iL2工作在临界连续状态，此时C点与D点重合，钳位阶段T4时间为0；当负载电流Io减小时，其会引起输出电压Vo瞬态过冲，补偿器对误差进行负向累积，Verr减小，A点电流IA减小，T2阶段时长在kVerr的作用下也同时减小，使得变换器输入平均电流和输出平均电流减小，从而稳定输出电压，随着变换器输入平均电流和输出平均电流的减小，iL1和iL2开始工作在电流断续状态；若A点电流IA和B点电流IB均大于最小软开关电流IZVS，此时的工作状态称为非钳位断续状态；当负载电流Io进一步减小时，对于VinVc的情况，B点电流IB会首先降低至最小软开关电流IZVS，为保证开关器件Q2Q6能够实现ZVS，需将IB钳位至IZVS，此时工作电流进入钳位断续状态，变换器的电压调节仅由Verr控制IA实现；对于VinVc的情况，A点电流IA会首先降低至最小软开关电流IZVS，为保证开关器件Q1Q5能够实现ZVS，需将IA钳位至IZVS，此时工作电流进入钳位断续状态，变换器的电压调节仅由kVerr控制T2实现；对于Vin＝Vc的情况，A点电流IA等于B点电流IB，当IA降至最小软开关电流IZVS时，其被钳位，此时工作电流进入钳位断续状态，变换器的电压调节仅由kVerr控制T2实现。

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