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申请/专利权人：英飞凌科技股份有限公司

摘要：本公开提供了雷达接收器和用于接收雷达信号的方法。本公开的实施例涉及一种用于实值模拟RF雷达信号102的雷达接收器300。雷达接收器包括：正交混频器电路208，其被配置为从实值模拟RF雷达信号102生成包括同相I信号分量和正交Q信号分量的复值模拟信号209；模拟多相滤波器312，其被配置为对复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波以生成滤波的I信号分量和Q信号分量；以及模数转换器318，其耦合到模拟多相滤波器的输出。雷达接收器300被配置为将滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个从模拟信号域转换到数字信号域。

主权项：1.一种用于实值模拟RF雷达信号102的雷达接收器300，所述雷达接收器包括：正交混频器电路208，被配置为从所述实值模拟RF雷达信号102生成包括同相I信号分量和正交Q信号分量的复值模拟信号209；模拟多相滤波器312，被配置为对所述复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波，以生成滤波的I信号分量和Q信号分量，其中所述模拟多相滤波器包括I分支和Q分支，所述I分支和所述Q分支是交叉耦合的，并且其中所述模拟多相滤波器包括通带、阻带和过渡带，所述过渡带包括零频率；以及模数转换器318，耦合到所述模拟多相滤波器的输出，其中所述雷达接收器300被配置为将所述滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个信号分量从模拟信号域转换到数字信号域。

全文数据：雷达接收器和用于接收雷达信号的方法技术领域本公开的实施例涉及雷达接收器，并且更具体地涉及用于减小雷达接收器噪声的方法和装置。背景技术对于所有无线电接收器，雷达接收器噪声或噪声系数是一个重要的关键性能参数。特别是在77至81GHz范围内的毫米波频率下，噪声降低很难实现并且受到半导体器件物理特性的严格限制。对于广泛使用的调频连续波FMCW雷达系统的具体情况，存在一种公知的架构技术与器件和电路级技术相对而言用于通过在整个接收信号链中利用正交RF下变频和复信号处理来实现接近3dB的噪声改善。然而，这种方法在功耗和硬件成本方面是昂贵的，因为很多处理块必须被实例化两次。处理链的加倍开始于射频RF下变频器级，并且传播到所有典型的下游级，如模拟滤波器、模拟增益级、模数转换和后续数字信号处理DSP。因此，期望减小硬件和DSP工作量，同时保持针对接收器噪声的益处。发明内容根据本公开的第一方面，提供了一种用于实值模拟RF雷达信号的雷达接收器。雷达接收器包括正交混频器电路，被配置为从实值模拟RF雷达信号生成包括同相I信号分量和正交Q信号分量的复值模拟信号。雷达接收器进一步包括模拟多相滤波器，其被配置为对复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波以生成滤波的I信号分量和Q信号分量。模数转换器耦合到模拟多相滤波器的输出，并且雷达接收器被配置为将滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个从模拟信号域转换到数字信号域。在一些示例实现中，模拟多相滤波器被配置为具有关于零频率的非对称传递函数。这实现了在正或负信号频率中具有通带并且在负或正信号频率中具有阻带的滤波操作，并且从而实现了图像抑制和信道选择两者。在一些示例实现中，从模拟多相滤波器的通带到阻带的转变包括零频率0Hz。这表示模拟多相滤波器的过渡带可以包含0Hz，表示其通带以接近0Hz的正或负信号频率结束。在一些示例实现中，模拟多相滤波器包括I分支和Q分支，其中I分支和Q分支是交叉耦合的。这允许生成复数滤波器极点。在一些示例实现中，I分支的输出耦合到模数转换器，并且Q分支的输出保持开路或终止。同样，Q分支的输出耦合到模数转换器，并且I分支的输出保持开路。这可以产生噪声得到抑制的实值信号。在一些示例实现中，模拟多相滤波器是有源RC多相滤波器。这可以产生可行的实现。在一些示例实现中，有源RC多相滤波器的滤波器阶数为三或更小，允许以低的硬件努力进行适当的噪声抑制。在一些示例实现中，正交混频器电路被配置为将实值模拟RF信号与FMCW信号混频以生成拍频信号的I信号分量和Q信号分量。所提出的概念对于FMCW雷达原理可以特别有用。在一些示例实现中，FMCW信号包括非对称啁啾。所提出的概念对于非对称啁啾特别有用。根据本公开的另一方面，提供了一种FMCW雷达收发器。FMCW雷达收发器包括正交混频器电路，其被配置为从本地振荡器LO信号和所接收的FMCW雷达信号生成复值模拟拍频信号。FMCW雷达收发器进一步包括模拟多相滤波器，其被配置为对复值模拟拍频信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波以生成滤波的I拍频信号分量和Q拍频信号分量。FMCW雷达收发器进一步包括耦合到模拟多相滤波器的输出的模数转换器。FMCW雷达收发器被配置为对滤波的I拍频信号和Q拍频信号中的仅一个进行模数转换。根据本公开的又一方面，提供了一种用于接收实值模拟RF雷达信号的方法。该方法包括将实值模拟RF雷达信号与复值LO信号混频以生成包括I信号分量和Q信号分量的下变频复值模拟信号。利用模拟多相滤波器来滤波下变频复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量，以生成滤波的I信号分量和Q信号分量。将滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个从模拟信号域转换到数字信号域。然而，本公开的实施例可以实现与全功率正交雷达接收器类似的噪声性能，但是具有更低的功耗和成本。附图说明以下将通过仅示例并且参考附图来描述装置和或方法的一些示例，在附图中：图1示出了实值雷达接收器架构的示例；图2示出了复值雷达接收器架构的示例；图3示出了根据本公开的实施例的雷达接收器架构的示例；图4示出了示例FMCW锯齿信号模式；图5示出了FMCW雷达收发器的高级别框图；图6示出了模拟多相滤波器的高级别框图；图7示出了关于0Hz的非对称滤波器传递函数；图8示出了一阶有源RC多相滤波器的示例；图9示出了模拟多相滤波器对噪声的影响；以及图10示出了所得到的雷达RX频谱的示例。具体实施方式现在将参考附图更全面地描述各种示例，附图中示出了一些示例。在附图中，为了清楚起见，可以夸大线、层和或区域的厚度。因此，虽然其他示例能够具有各种修改和替代形式，但是其一些特定示例在附图中示出并且随后将被详细描述。然而，该详细描述并不将其他示例限制于所描述的特定形式。其他示例可以涵盖落入本公开的范围内的所有修改、等同物和替代物。在整个附图的描述中，相同的数字表示相同或相似的元件，当相互比较时，它们可以相同地或以修改的形式实现，同时提供相同或相似的功能。应当理解，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，这些元件可以直接或者经由一个或多个中间元件连接或耦合。如果两个元件A和B使用“或”进行组合，则应当理解为公开所有可能的组合，即，仅A、仅B以及A和B。对于相同组合的替代措辞是“A和B中的至少一个”。这同样适用于超过2个元件的组合。本文中用于描述特定示例的术语不旨在限制其他示例。每当使用诸如“一个”、“一”和“该”等单数形式并且使用仅单个元件既不明确地也不隐含地定义为强制性的时，其他示例也可以使用多个元件来实现相同的功能。同样地，当随后将功能描述为使用多个元件实现时，其他示例可以使用单个元件或处理实体来实现相同的功能。将进一步理解，术语“包括”、“包括……的”、“包含”和或“包含……的”在使用时指定所述特征、整体、步骤、操作、过程、动作、元件和或部件的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、过程、动作、元件、部件和或其任何组的存在或添加。除非另外定义，否则所有术语包括技术术语和科学术语在本文中以其示例所属领域的普通含义来使用。对于所有无线电接收器，雷达接收器噪声或噪声系数是一个重要的关键性能参数。特别是在毫米mm波频率例如，在76至81GHz范围下，噪声降低很难实现并且受到半导体器件物理特性的严格限制。图1中示出了采用具有实值基带的实值混频器和模数转换器ADC链的基本雷达接收器架构100。所接收的实值雷达信号102可以从接收天线未示出馈送到低噪声放大器LNA104以获得放大的接收雷达信号106。然后，放大的实值雷达信号106可以经由实值混频器108从射频RF域转换到中频IF或基带域。然后，所得到的实值下变频信号可以馈送通过可选的放大器110，通过低通滤波器112，并且通过另一可选的可变增益放大器114。然后，所得到的实值模拟基带信号116经由ADC118转换到数字域。然后，所得到的实值数字基带信号120可以通过数字基带处理电路122进一步被处理。例如，数字基带处理电路122可以对实值数字基带信号120执行快速傅里叶变换FFT。对于广泛使用的调频连续波FMCW雷达系统的具体情况，存在一种公知的架构技术与器件和电路级技术相对而言用于通过在整个接收信号链中利用正交RF下变频和复基带信号处理来相对于图1的实值雷达接收器架构100实现接近3dB的噪声改善。相应的正交接收器架构200在图2中示出。这里，放大的实值模拟雷达信号106经由正交混频器电路208从RF域转换到复IF或基带域。模拟RF雷达信号106被分成第一分量和第二分量。第一分量被转发到同相I混频器级208-I，而第二分量被转发到正交Q混频器级208-Q。在相应的混频器级208-1、208-Q处使用的本地振荡器LO信号被相移90°。然后，复值下变频信号的所得到的I分量和Q分量可以被馈送通过相应的可选的放大器210-I，210-Q，通过相应的实值低通滤波器212-I、212-Q，并且通过相应的另外的可选的可变增益放大器214-I、214-Q。然后，所得到的复基带信号分量216-1、116-Q都经由相应的ADC218-I、218-Q转换到数字域。然后，所得到的数字复基带信号120可以通过复数字基带处理电路222进一步被处理。虽然图1的实值雷达接收器架构100的硬件效率更高，但是由于正边带噪声不能滤除并且被折叠到有用信号中，这是以3dB更多噪声的成本增加作为代价。图2的正交雷达接收器架构200需要RFLOIQ生成090°相位、正交IQ下变频器、IQ模拟基带电路、IQ信道模数转换器ADC、用于数字信号处理的IQ信道。因此，就功耗和硬件成本而言，图2的正交方法成本更高，因为很多处理块诸如昂贵的ADC必须实例化两次。处理链的加倍始于RF下变频器级，并且传播到所有典型的下游级，如模拟滤波器、模拟增益级、模数转换和后续数字信号处理。本公开的实施例可以显著地减小硬件和DSP工作量，同时保持针对接收器噪声的益处。图3示出了根据本公开的实施例的雷达接收器300的高级别框图。雷达接收器300接收模拟RF雷达信号102。受益于本公开的技术人员将理解，RF信号102是实值信号。类似于图2的架构，雷达接收器300包括正交混频器电路208，其被配置为从模拟RF雷达信号102生成包括I信号分量209-I和Q信号分量209-Q的复值模拟信号209。复值模拟信号209可以是复值模拟基带信号或复值模拟中频IF信号。然后复值下变频信号209的I分量和Q分量可以馈送通过相应的可选的放大器210-I、210-Q。雷达接收器300进一步包括模拟多相滤波器312，其被配置为对复值模拟信号209的I信号分量和Q信号分量进行滤波以生成滤波的I信号分量313-1和Q信号分量313-Q。ADC318耦合到模拟多相滤波器312的仅一个输出，这里经由可选的可变增益放大器314。换言之，雷达接收器300被配置为将滤波的I信号分量313-I和Q信号分量313-Q中的仅一个从模拟信号域转换到数字信号域。换言之，滤波的I信号分量313-I和Q信号分量313-Q中的仅一个被进一步处理，而另一分量不被进一步处理并且保持未使用。在所示的示例中，滤波的I信号分量313-I被进一步处理，而滤波的Q信号分量313-Q未被进一步处理但终止或保持开路。因此，与图2的正交雷达接收器架构200相比，可以避免昂贵的ADC和复数字基带处理。所提出的接收器架构300的一些积极效果、特别是关于FMCW雷达将在下面更详细地解释。如图4所示，发射的FMCW雷达信号可以是线性调频连续波L-FMCW啁啾序列，其频率时间特性可以遵循例如锯齿形模式。其他非对称的啁啾模式也是可能的。非对称的啁啾模式通常使用啁啾的仅一部分以用于混频和进一步处理。取决于啁啾的特定特性，使用啁啾的仅上升部分或仅下降部分。线性FMCW发射啁啾的频率fTt和相位φTt可以被表示为时间的线性和二次函数：fTt＝fc±B*tTchirpφTt＝2πfct±πB*t2Tchirp。虽然图4示出了在Tchirp期间具有增加的频率的FMCW雷达信号即，fTt＝fc+B*tTchirp，但是受益于本公开的技术人员将理解，频率也可以在Tchirp期间减小，导致fTt＝fc-B*tTchirp。在典型的FMCW雷达实现中参见图5中，本地振荡器LO模块502可以生成线性调频连续波信号cosφTt，该信号可以由发射功率放大器PA504放大并且从发射天线506发射。存在于由雷达照射的感兴趣区域中的任何对象508反射发射信号。接收天线510可以接收反射信号，并且LNA未示出可以放大它。该接收信号在混频器级512中与LO信号混频以产生拍频输出，拍频输出由ADC数字化并且随后由DSP处理。如前所述，为此目的，有几种可能的雷达接收器架构。图4右还示意性地示出了接收的FMCW信号的性质，该信号包括发射信号的延迟和衰减副本，延迟和衰减对应于对象508。受益于本发明的技术人员将理解，与对象508相对应的拍频信号是音调忽略啁啾的开始和结束时的边缘效应，其频率fb与对象距雷达的距离R成比例。因此，检测对象目标及其各自距雷达的距离的过程通常涉及对拍频信号进行快速傅立叶变换FFT并且标识从本底噪声突出的峰值。通常，较近的对象将导致接近0Hz的较高的峰值，而较远的对象将导致远离0Hz的较低的峰值。图4还指示接收RX信号和拍频IF信号的目标频率范围。目标频率范围包含表示不同目标的LO信号的延迟和衰减版本。感兴趣的信号被包含在RX信号频谱的“带内”部分这里是负频率中，而频谱的“图像频带”部分这里是正频率没有任何感兴趣的信号。这是因为，接收信号总是相对于发射LO信号“延迟”。因此，与不同对象相对应的拍频总是落在复基带频谱的一侧，哪一侧取决于是使用向上啁啾还是下啁啾。热本底噪声跨带内和图像带两者而分布。当使用实值混频器和实值基带链时如图1所示，混频器之后的IF或基带信号频谱会受到图像频带噪声折返的影响。换言之，IF或基带信号经历由来自带内和图像带两者的噪声引起的信噪比SNR损失。这导致性能损失高达3dB，这可以通过如图2所示的复基带链来被避免。由于RX信号与cosφTt+jsinφTt在正交混频器中被混频，带内和图像频带保持分离，并且没有由于图像频带噪声折返的噪声增加。因此，利用图2的架构可以实现整体噪声系数优势。利用本公开的实施例，图1的实值雷达接收器架构100的优点可以与图2的复值雷达接收器架构200的优点组合。这可以通过使用也可以被称为模拟正交滤波器的复值模拟多相滤波器312、并且丢弃或不进一步使用其输出I或Q之一来实现。所得到的非对称多相滤波操作可以在负信号频率中具有通带，并且在正信号频率中具有阻带，以实现图像抑制和信道选择两者。当然，正信号频率中的通带和在负信号频率中的阻带也是可能的。模拟多相滤波器312的示意性框图如图6所示。模拟多相滤波器312包括用于模拟I信号分量的输入602-I和用于模拟Q信号分量的输入602-Q以表示信号309的实部和虚部。取决于电路布局，这可以是单端或对称输入。输入602-I、602-Q可以直接或间接耦合到正交混频器电路208的相应输出。输入602-I可以被视为多相滤波器312的I分支604-I的输入，并且输入602-Q可以被视为多相滤波器312的Q分支604-Q的输入。多相滤波器312的I分支604-I和Q分支604-Q可以分别包括一个或多个模拟低通滤波器级或部分。已经发现，三阶或甚至更小的多相滤波器可能已经足以获得足够的效果。多相滤波器312可以基于各种类型的有源RC滤波器，例如，Tow-Thomas低通滤波器、梯形滤波器等。多相滤波器312的I分支604-I和Q分支604-Q可以交叉耦合，这表示I分支604-I的一个或多个电路节点耦合到Q分支604-Q的一个或多个电路节点。同样地，Q分支604-Q的一个或多个电路节点可以耦合到I分支604-I的一个或多个电路节点。在一些示例实现中，I分支604-I的滤波器级的输入可以耦合到Q分支604-Q中的相应滤波器级的输出，反之亦然。例如，I分支604-I的第一滤波器级的输入可以耦合到Q分支604-Q中的第一滤波器级的输出，反之亦然，I分支604-I的可选的第二滤波器级的输入可以耦合到Q分支604-Q中的第二滤波器级的输出，反之亦然，依此类推。在示例实现中，模拟多相滤波器312被配置为具有关于零频率0Hz的非对称传递函数。换言之，模拟多相滤波器的频率传递函数可以是光谱非对称的。特别是，从模拟多相滤波器的通带到阻带的转换可以包含0Hz。在这样的实现中，模拟多相滤波器的通带可以处于频谱的负半平面或正半平面中。这在图7中示出，图7示意性地示出了频谱的负半平面中的模拟多相滤波器312的通带、其在频谱的正半平面中的阻带以及在它们之间的包含0Hz的过渡带。通带是可以通过滤波器的频率范围。相反，阻带是指定极限之间的频带，滤波器不允许信号通过这些频带，或者这些频带的衰减超过所需要的阻带衰减水平。根据应用，阻带内所需要的衰减通常可以是比标称通带衰减其通常为0dB高的在20和120dB之间的值。也表示下阻带和上阻带转角频率的下限和上限频率是阻带和过渡带在滤波器规范中相遇的频率。低通滤波器的阻带是从阻带转角频率其略高于通带3dB截止频率到无限频率的频率。在一些示例中，模拟多相滤波器312可以使用I分支604-I中以及Q分支604-Q中的有源RC低通滤波器来实现。具有单个复极点的有源RC多相滤波器的一个这样的示例在图8中示出。可以通过级联第一阶部分来合成高阶滤波器。可以看出，第一阶I部分的输出经由电阻器R3耦合到第一阶Q部分的输入，并且第一阶Q部分的输出耦合到第一阶I部分的输入。因此，在一些实现中，I和Q分量滤波器可以经由电阻器R3交叉耦合。交叉耦合电阻器R3与滤波器电阻器R1、R2的比率确定滤波器传递函数的频移。交叉耦合的取向定义移位方向朝向正或负频率。为了避免与有时被称为“数字多相滤波器”的滤波器混淆，这里应当注意，与上述模拟多相滤波器相比，“数字多相滤波器”被构造为不同并且具有不同的行为和不同的功能。图9示出了使用模拟多相滤波器代替使用模拟低通滤波器的效果。对于利用频率上啁啾的FMCW雷达系统，只有负频率是感兴趣的由因果关系给出。虽然低通滤波器的传递函数902关于0Hz是对称的，但是模拟多相滤波器的传递函数904关于0Hz是非对称的。在所示的示例中，传递函数904的通带处于感兴趣的负频率区域中，其中转角或截止频率基本上位于0Hz处。因此，通过使用具有的通带偏移到负频率的模拟多相滤波器，可以抑制正或负侧噪声。就在抑制正或负频率侧噪声之后，Q或I路径处理可以被完全丢弃。对于图示的示例接收频谱，这表示负频谱被翻转到正侧并且被添加到正频谱反映实信号的频谱I只需要关于0Hz对称。但是，由于正侧噪声被抑制，它不再对总噪声产生显著影响，这有效地产生接近3dB的噪声改善。给定有限阶的实际滤波器实现，图3的所提出的雷达接收器架构在多相滤波器过渡区域906中不能完美地工作，因为那里的抑制低。该效果利用附图标记908标记。但是，通过适当设计的滤波器图9所示的传递函数，示出没有或仅有很小的噪声改善的接近0Hz的频率范围落在目标附近的雷达区域低IF频率，其中反射信号水平总之非常大并且噪声性能与雷达系统性能无关。图10示出了使用通常在当今雷达系统中使用的用于有用频带的典型的3阶切比雪夫型滤波器的本底噪声模拟结果。可以看出，如当今在很多接收器系统中所见，3阶是针对有源模拟滤波器的合理的低阶。在0Hz处的所描绘的传递函数中的零是由于对雷达LO信号的滤波。总而言之，实施例提出利用正交下变频器和连接在其下游的模拟多相滤波器。与已知的正交接收器解决方案相比，可以省略Q路径的任何进一步处理放大器、其他滤波器、ADC等。产生改进的雷达系统性能的预期噪声改善基本上不受这种移除的影响。假定来自电路和半导体器件的相同物理噪声限制，本公开的实施例可以允许雷达产品以显著降低的功耗和成本来实现与利用完全成熟的正交接收器的竞争相似的噪声性能。与一个或多个先前详述的示例和附图一起提及和描述的各方面和特征也可以与一个或多个其他示例组合以便替换另一示例的相同特征或者以便另外地向另一示例引入特征。尽管本文中已经说明和描述了特定实施例，但是所属领域的技术人员将了解，在不偏离本发明的范围的情况下，可以用各种替代和或等效实现替代所示出和描述的特定实施例。本申请旨在涵盖本文中讨论的具体实施例的任何改编或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物限制。表示为执行特定功能的“用于......的装置”的功能块可以指代被配置为执行特定功能的电路。因此，“用于某事的装置”可以实现为“被配置为或适合于某事的装置”，诸如被配置为或适合于相应任务的设备或电路。图中示出的各种元件的功能包括标记为“装置”、“用于提供传感器信号的装置”、“用于生成发射信号的装置”等的任何功能块可以以专用硬件的形式诸如“信号提供器”、“信号处理单元”、“处理器”、“控制器”等以及能够与适当软件相关联地执行软件的硬件的形式实现。当由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器、单个共享处理器或多个单独的处理器其中一些或全部处理器可以是共享的提供。然而，术语“处理器”或“控制器”到目前为止不限于专门能够执行软件的硬件，而是可以包括数字信号处理器DSP硬件、网络处理器、专用集成电路ASIC、现场可编程门阵列FPGA、用于存储软件的只读存储器ROM、随机存取存储器RAM和非易失性存储器。也可以包括其他传统和或定制的硬件。例如，框图可以示出实现本公开的原理的高级别电路图。类似地，流程图表、流程图、状态转换图、伪代码等可以表示可以例如基本上在计算机可读介质中表示并且因此由计算机或处理器执行的各种过程、操作或步骤，而无论这样的计算机或处理器是否明确示出。说明书或权利要求中公开的方法可以通过具有用于执行这些方法的每个相应动作的装置的设备来实现。应当理解，除非明确地或隐含地另外说明，例如出于技术原因，否则说明书或权利要求中公开的多个动作、过程、操作、步骤或功能的公开可以不被解释为在特定顺序内。因此，多个动作或功能的公开不会将这些动作或功能限于特定顺序，除非由于技术原因而导致这样的动作或功能是不可互换的。此外，在一些示例中，单个动作、功能、过程、操作或步骤可以分别包括或分成多个子动作、子功能、子过程、子操作或子步骤。除非明确排除，否则这样的子动作可以被包括，并且是该单个动作的公开的一部分。此外，以下权利要求在此并入详细说明中，其中每个权利要求可以作为单独的示例独立存在。尽管每个权利要求可以作为单独的示例独立存在，但是应当注意，尽管从属权利要求可以在权利要求中提及与一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例还可以包括从属权利要求与彼此从属或独立的权利要求的主题的组合。除非声明不打算特定组合，否则本文中明确提出了这样的组合。此外，意图任何其他独立权利要求包括权利要求的特征，即使该权利要求不直接从属于该独立权利要求。

权利要求：1.一种用于实值模拟RF雷达信号102的雷达接收器300，所述雷达接收器包括：正交混频器电路208，被配置为从所述实值模拟RF雷达信号102生成包括同相I信号分量和正交Q信号分量的复值模拟信号209；模拟多相滤波器312，被配置为对所述复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波，以生成滤波的I信号分量和Q信号分量；以及模数转换器318，耦合到所述模拟多相滤波器的输出，其中所述雷达接收器300被配置为将所述滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个信号分量从模拟信号域转换到数字信号域。2.根据权利要求1所述的雷达接收器300，其中所述模拟多相滤波器被配置为具有关于零频率的非对称传递函数。3.根据前述权利要求中任一项所述的雷达接收器300，其中从所述模拟多相滤波器的通带到阻带的过渡包括零频率。4.根据前述权利要求中任一项所述的雷达接收器300，其中所述模拟多相滤波器包括I分支和Q分支，其中所述I分支和所述Q分支是交叉耦合的。5.根据权利要求4所述的雷达接收器300，其中所述I分支的输出耦合到所述模数转换器，并且所述Q分支的输出是开路的，或者所述I分支的输出是开路的，并且所述Q分支的输出耦合到所述模数转换器。6.根据前述权利要求中任一项所述的雷达接收器300，其中所述模拟多相滤波器是有源RC多相滤波器。7.根据权利要求6所述的雷达接收器300，其中所述有源RC多相滤波器的滤波器阶数为三或更小。8.根据前述权利要求中任一项所述的雷达接收器300，其中所述正交混频器电路被配置为将所述实值模拟RF信号与调频连续波FMCW信号混频，以生成拍频信号的I信号分量和Q信号分量。9.根据权利要求8所述的雷达接收器300，其中所述FMCW信号包括非对称啁啾。10.一种FMCW雷达接收器300，包括：正交混频器电路208，被配置为从具有非对称啁啾的LO信号和接收的FMCW雷达信号生成复值模拟拍频信号；模拟多相滤波器312，被配置为对所述复值模拟拍频信号的I信号分量和Q信号分量进行滤波，以生成滤波的I拍频信号分量和Q拍频信号分量；以及模数转换器318，耦合到所述模拟多相滤波器的输出，其中所述FMCW雷达接收器300被配置为对所述滤波的I拍频信号和Q拍频信号中的仅一个拍频信号进行模数转换。11.根据权利要求10所述的FMCW雷达接收器，其中所述模拟多相滤波器是有源RC多相滤波器。12.根据权利要求10或11所述的FMCW雷达接收器300，进一步包括被配置为处理经模数转换的所述仅一个拍频信号分量的数字信号处理电路。13.一种用于接收实值模拟RF雷达信号102的方法，所述方法包括：将所述实值模拟RF雷达信号102与复值RF信号混频，以生成包括I信号分量和Q信号分量的下变频复值模拟信号209；利用模拟多相滤波器312滤波所述下变频复值模拟信号的I信号分量和Q信号分量，以生成滤波的I信号分量和Q信号分量；以及将所述滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个滤波的信号分量从模拟信号域转换到数字信号域。14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括在所述数字域中处理经模数转换的所述仅一个滤波的信号分量。15.根据权利要求13或14所述的方法，其中所述模拟多相滤波器具有关于零频率的非对称传递函数。16.根据权利要求13至15中任一项所述的方法，其中从所述模拟多相滤波器的通带到阻带的过渡包括零频率。17.根据权利要求13至16中任一项所述的方法，其中所述模拟多相滤波器包括I分支和Q分支，其中所述I分支和所述Q分支是交叉耦合的。18.根据权利要求17所述的方法，其中将所述滤波的I信号分量和Q信号分量中的仅一个信号分量转换包括：将所述I分支和所述Q分支中的仅一个分支的输出耦合到所述模数转换器并且终止另一分支的输出。19.根据权利要求13至18中任一项所述的方法，其中所述模拟多相滤波器是有源RC多相滤波器。20.根据权利要求13至19中任一项所述的方法，其中混频包括：将所述实值模拟RF雷达信号与复值FMCW雷达信号正交混频。

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